CC BY
60АНАЛИЗ НОВЫХ ТЕХНОЛОГИЙ И ПЕРСПЕКТИВ РАЗВИТИЯ ТЕХНИКИ СРЕДСТВ СВЯЗИ
УДК 621.61; 623.61
Новое направление создания помехоустойчивых радиолиний декаметрового диапазона волн
Николашин Ю.Л., Будко П.А., Жуков Г.А., Угрик Л.Н.
Аннотация. Постановка задачи: в статье предложены методы доведения данных до удаленных объектов с использованием параллельной передачи сверхузкополосных сигналов в режиме перестройки рабочих частот по псевдослучайному закону. Цель работы: повышение эффективности функционирования радиолиний декаметрового диапазона волн. Используемые методы: методы теории потенциальной помехоустойчивости, методы проектирования многоканальных модемов (многоканальных приемо-передающих технических средств), технологии построения перепрограммируемых радиоустройств и когнитивных радиосистем, оптимальные алгоритмы и методики совместной обработки сигналов при их параллельном приёме, методы снижения пик-фактора сигнала в декаметровых радиоканалах, методы кодирования и декодирования информации. Новизна: разработка методов обнаружения и приёма сверхузкополосных сигналов, включая приём в условиях случайных и преднамеренных помех; введение понятийного аппарата класса сверхузкополосных радиосигналов, частотная полоса которых существенно меньше частотной полосы доплеровского смещения в ионосферных слоях при дальнем распространении радиоволн. Результаты: проведен анализ применимости широкополосных и узкополосных сигналов, а также дана оценка их помехоустойчивости по сравнению с предлагаемыми сверхузкополосными радиосигналами. Предложен метод устойчивого доведения коротких блоков данных по каналам с переменными параметрами, к которым относятся радиоканалы декаметрового диапазона волн. Данный метод включает алгоритм параллельной передачи сверхузкополосных сигналов в режиме перестройки рабочих частот по псевдослучайному закону и алгоритм параллельного приёма и демодуляции бит сообщения с учетом доплеровского смещения рабочей частоты в точке приёма. Приведена схемная реализация радиопередающего и радиоприёмного комплексов формируемой радиолинии. Рассмотрены особенности приёма сверхузкополосных сигналов при различных видах модуляции в условиях случайных и преднамеренных помех. Практическая значимость: предложена структура радиолинии управления с расширением диапазона рабочих частот в область ультракоротких волн, позволяющая обеспечить приём в условиях сложной помеховой обстановки при любом реальном значении оптимальной рабочей частоты, в том числе и при аномальной ионизации ионосфере на высоких арктических широтах. Изложенные в статье подходы и принципы построения радиосистем позволяют реализовать низкоэнергетические радиолинии нового класса, построенные на основе передачи сообщений методом параллельного побитного излучения сверхузкополосных сигналов.
Ключевые слова: широкополосные сигналы, узкополосные сигналы, многоканальное возбудительное устройство, многоканальное радиоприемное устройство, каскадные схемы кодирования, эффект Доплера в ионосфере.
Введение
Одной из важных задач при выполнении морскими объектами (МО) миссий, связанных с глобальным удалением от береговых пунктов управления (ПУ), является организация устойчивого обмена данными. Как правило, эта задача решается путём использования спутниковых, сверхдлинноволновых и декаметровых (ДКМ) каналов передачи информации, каждый из которых имеет определенные преимущества и недостатки в зависимости от конкретной обстановки и условий применения [1, 2].
Вместе с тем, как показывает анализ отечественных и зарубежных материалов, в ряде случаев ДКМ радиосвязь оказывается безальтернативной при доведении команд от ПУ до
исполнительных звеньев [1-5]. В США и странах НАТО развитие ДКМ связи рассматривают в качестве важного фактора обеспечения надежного и непрерывного управления войсками в условиях ведения сетецентрической войны, проводя при этом не только разработку новых технических средств радиосвязи, но также и более совершенных систем радоиэлектронной борьбы (РЭБ). Исходя из этого, а также учитывая значительную протяженность границ Российской Федерации, наличие национальных интересов в морской и океанской зонах и тенденцию по необходимости повышения требований к достоверности, скрытности и своевременности доведения команд управления (донесений) в звене «берег-море-берег», представляется актуальным поиск путей повышения устойчивости связи при использовании радиолиний (РЛ) диапазона декаметровых волн (ДКМВ).
Основные элементы декаметрового тракта связи в системе обмена данными
На рис. 1 представлена укрупненная структурная схема автоматизированной системы обмена данными (АСОД) с морскими объектами с использованием радиолиний декаметрового диапазона радиоволн [2, 6, 7].
Как показывают расчёты и результаты экспериментальных исследований, комплексное использование в АСОД территориально-разнесённых приёмных (ПРЦ) и передающих (ПДРЦ) береговых радиоцентров, частотно-разнесённой передачи сообщений, применение современных радиопередающих устройств (РПДУ) и передающих антенно-фидерных систем, многоканальных SDR радиоприёмных (РПУ) и возбудительных устройств (ВУ), кольцевых фазированных антенных решёток (КФАР) с цифровым формированием «веера» парциальных диаграмм направленности (ПДН), оптимальных алгоритмов совместной обработки копий сообщений [8-10] позволяют обеспечить энергетический контакт с удаленными МО даже в условиях наличия замираний сигнала из-за свойств ДКМ канала связи, а также действия случайных и преднамеренных помех [11]. Вместе с тем, реализация современных требований к вероятностно-временным характеристикам по доведению команд управления до морских объектов и приёму от них донесений не может быть обеспечена без внедрения новых методов формирования и обработки сообщений в радиолиниях АСОД.
БПУ МИТС
Модуль информационно-технического сопряжения
. ФМОС 1
Функциональный модуль обработки сообщений
Комплекс ТС абонентских трактов СПРЦ 1
ПДН Л '
'ту-
W Одрл; РЛ f, Si; РЛ f; s,; РЛ, M 0М; РЛ
ДМарл; ДКарл ДМ,; ДК ДМ,; ДК, ДМ ÎKn 1111
...V._______________
! IКОАI I КОМ I КОМ [К.О.А.].^ I
• e ^ „АйпаБатн.ая-ка'на'лообйазования. ' |_
I Мультшлексор/Демупьтшлексор |
Сетьсвязи территориально-разнесенных БПУ
' fV Многофункциональный
; МПК-SDR | | SDR приемный : комплекс
^¡кОА.....ЁКОА] 0ннаАопп^ЛатоВаанни'я"]
ВЧ коммутатор
+ 4
Многоканальное Антенное
радиоприемное согласующее
устройство устройство
Модуль обработки I I сообщений I
Модуль I декодирования
ч
(слуховой и визуальный приём)
Рабочее место I радиста
Усилитель мощности
"IT""
Возбудительное устройство
Г
Модуль кодирования информации
Рис. 1. Структурная схема автоматизированной системы обмена данными с морскими объектами
Одним из направлений по реализации устойчивого обмена данными между удаленными абонентами является применение адаптивных радиолиний (АРЛ) [12-14]. Использование в АРЛ вызывных сигналов, в том числе в качестве сигналов зондирования ионосферы для определения оптимальных рабочих частот в реальном масштабе времени, позволяет оптимизировать структуру построения магистральных ДКМ каналов связи с обеспечением заданной вероятности
приёма информации, однако при повышенных требованиях по скрытности обмена данными между ПУ и МО, как правило, применяются симплексные радиолинии.
В настоящее время при построении таких РЛ их основным режимом работы является передача с использованием перестройки рабочих частот по псевдослучайному закону (ППРЧ) [15, 16].
Реализация требований по своевременности доведения информации в тракте решается путем использования высокоскоростных радиоканалов. Существуют два основных направления по идеологии их реализации: «последовательные» и «параллельные» модемы. Этапы эволюции этих направлений и перспективы их развития достаточно полно изложены в статье Ю. В. Романова [17]. Тем не менее теоретические споры, в том числе на форумах сети Интернет, о том, какой тип модема для ДКМ канала лучше, не завершились и поэтому, с учётом, значительных успехов в SDR технологиях, представляется целесообразным реализовать «сдвоенный» модем с последовательным и параллельным режимами работы и оценить эффективность их совместного функционирования по результатам трассовых испытаний. Положительный эффект от объединения различных методов обработки информации были практически проверены в ходе сравнительных трассовых испытаний системы когерентного и весового мажоритарного сложения при пространственно-разнесенном приёме [18, 19]. Схема проведения и результаты испытаний приведены на рис. 2 и в табл. 1 соответственно.
Рис. 2. Схема проведения сравнительных трассовых испытаний
Таблица 1 - Результаты сравнительных трассовых испытаний
«Опорный» канал Когератор ПЗМС Совместная обработка
Вероятность безошибочного приёма сообщения (200 зн.) 0,52 0,81 0,85 0,93
Незначительный «проигрыш» «когерентного» сложения обусловлен наличием быстрых «замираний» сигнала в ДКМ канале связи с последующим изменением фазовых соотношений при возрастании сигнала, требующих перестройки комплексных весовых коэффициентов «когератора». В то же время, подключение выхода «когератора» в качестве одного из входов блока позначного мажоритарного сложения (ПЗМС), как видно из табл. 1, позволило сократить вероятность неприёма сообщения более чем в 2 раза (Ки = 0,15/0,07).
Помехоустойчивость декаметровых радиолиний с широкополосными сигналами
Нестационарность ДКМ канала связи, также как и для когерентного сложения, не позволила получить ожидаемый теоретический выигрыш в случае применения модема с широкополосным (шумоподобным, сложным) сигналом (ШПС).
Как известно, при оптимальной обработке сигнала в условиях действия «белого» шума (корреляционный приём или согласованная фильтрация) помехоустойчивость связи определяется значением параметра [20]
т — Р -Т Р -Т 1 Р Р
к2 = — = Р Т = Р Т =Р■ 1Т = В (1)
« 2 2 2 1 Р 11 Р В ' 4 '
V V V 1 Рш Рш
где Е, Рс, Т и F - энергия, мощность, длительность и частотная полоса сигнала соответственно; Рш - мощность шума в частотной полосе сигнала; v2 - спектральная плотность мощности белого шума.
Независимость значения И2 от частотной полосы F, занимаемой сигналом, очевидна даже из приведённых простых математических выкладок, см. подчеркнутое равенство в выражении (1).
Как отмечал Л.М. Финк «... не следует, однако думать, что применение широкополосных сигналов (сигналов с большой базой) позволит уменьшить мощность передатчика при заданной верности приёма.», «... уменьшить вероятность ошибки при заданной мощности передатчика можно лишь ... путём уменьшения v2, либо, наконец, путем увеличения Т (замедляя передачу).» [20]. То есть увеличение базы сигнала В за счёт увеличения полосы F не влияет на помехоустойчивость в условиях действия только «белого» шума.
Вместе с тем, расширение частотной полосы, занимаемой сигналом, в ряде случаев имеет значительные преимущества перед «узкополосными» сигналами (В ~ 1^2) в том числе по такому важному параметру (особенно для направления «море-берег»), как скрытность передачи [21-23]. Учитывая это, в конце 70-х начале 80-х годов XX века были приведены сравнительные трассовые испытания модема с ШПС сигналом и штатной «узкополосной» радиолинии с привлечением действующего пункта радиоконтроля. Опытный образец ДКМ радиолинии с ШПС сигналом на базе кода Фрэнка с В ~ 80 (руководитель разработки профессор СПбПГУ Цикин И.А. [24]) в ходе испытаний позволил сделать основные выводы по возможности использования широкополосных сигналов в ДКМ канале связи:
1) Увеличение базы сигнала за счёт расширения полосы F ограничено из-за нарушения частотно-фазовых соотношений в принимаемом сигнале после отражения в ионосфере, и, как следствие, ведет к снижению эффективности функционирования согласованного фильтра.
2) Увеличение базы сигнала за счёт повышения длительности элемента сообщения приводит к нарушению заданных требований на время доведения команды управления.
3) При ограниченной базе сигнала (с учётом пунктов 1 и 2) из-за глубоких селективных замираний используемая мощность РПДУ, обеспечивающая необходимое качество приёма сообщения, приводит к снижению скрытности передачи и, как следствие, к высокой вероятности обнаружения излучения пунктом радиоконтроля.
4) Тем не менее, следует отметить, что для диапазона частот свыше 150 ^ 300 МГц широкополосные сигналы получили большое распространение в радиолокации и связи (Wi-Fi, WiMax, Zig Bee и др.) [25].
Применение многоканальных SDR радиоприемных и возбудительных устройств
для реализации новых радиолиний
Режим работы с перестройкой рабочих частот по псевдослучайному закону в настоящее время реализуется практически во всех вновь создаваемых радиостанциях и радиолиниях ДКМВ-УКВ диапазона. При этом передача элементов сообщения осуществляется последовательно во времени (рис. 3).
Для повышения вероятности подавления обнаруженного сеанса связи при времени передачи одного блока сообщения меньше времени реакции «постановщиков сосредоточенных помех» (тр), в ряде случаев ими могут быть применены широкополосные заградительные помехи.
Очевидно, что если всё сообщение будет передано за время Тбит < тр (т. е. меньше чем время реакции средств постановки помех), то даже при обнаружении начала передачи вероятность срыва сеанса связи будет пренебрежимо мала (см. рис. 4), но для реализации такого режима необходимо использование многоканальных приемо-передающих технических средств.
Существующий прогресс в SDR технологии уже в настоящее время позволяет реализовать «мегаканальные» радиоприемные (РПУ) и возбудительные устройства (ВУ)
[8, 26]. Так на рис. 5 продемонстрирован фрагмент спектрограммы функционирования многоканальной ДКМ радиолинии в режиме передачи изображений (разработка группы специалистов Военной академии связи и ООО «АДК», Санкт-Петербург).
Вместе с тем, для обеспечения глобальной дальности связи с сохранением заданной вероятности ошибки на бит сообщения для режима, представленного на рис. 4, необходимо сохранить мощность излучения для каждого бита такую же, как для режима, отображенного на рис. 3, т. е. если мощность излучения передатчика была равна 1 кВт (Р1 = 1 кВт), то при параллельной передаче сообщения объемом N = 1000 бит потребуется передатчик (с учетом пик-фактора многочастотного сигнала [27]) с мощностью РN> 1000 кВт, что практически трудновыполнимо и нецелесообразно.
Однако, если для параллельной передачи сигналов использовать передатчик с Р1 ~ 1 кВт, то в этом случае мощность излучения каждого бита не превысит Рбит = Рх/Ы, т. е. для N = 1000, Рбит ~ 1 Вт.
А
а!
Рис. 3. Спектрограмма передачи сообщения Рис. 4. Спектрограмма параллельной передачи по группам двоичных элементов в режиме ППРЧ блока сообщения в режиме ППРЧ
В этом случае для сохранения помехоустойчивости связи теоретически необходимо нение условия для каж соответствии с выражением (1)
выполнение условия для каждого передаваемого бита сообщения — Л^д, т. е. в
Рбит Тбж ^ Р ^
2 -V V
(2)
откуда Тбит > N т.
Следовательно, для случая т ~ 5 мс и N = 1000 длительность каждого параллельно передаваемого бита (а значит и всего сообщения) составит примерно Тбит ~ 5 с. Поскольку в этом случае Тбит > N т, то для обеспечения помехозащищенности передачи сообщения необходимо реализовать его энергетическую скрытность. Как было показано выше, в ДКМ канале связи широкополосный сигнал не в полной мере обеспечивает указанное требование. Рассмотрим скрытность узкополосного сигнала. Как правило, действующие «узкополосные» радиолинии в зависимости от скорости передачи занимают частотный участок от 20 30 Гц (низкоскоростные ДКМ радиолинии) до 1,2 ^ 1,5 кГц (так называемые СБД радиолинии).
t
Рис. 5. Фрагмент спектрограммы функционирования многоканальной ДКМ радиолинии
в режиме передачи изображений
Если реализуется радиолиния с параллельной передачей элементов сообщения и заданное время проведения сеанса реально может составлять 1 -2 минуты для передачи 1000 бит информации, то исходя из соотношения (1), увеличив длительность передачи бита сообщения Гбит с т ~ 5 мс до 100 с. при сохранении И2 (а значит и вероятности правильного приема) можно уменьшить мощность излучения до Рбит ~ 0,05 Вт, при этом частотная полоса, занимаемая каждым сигналом, передаваемым в режиме ППРЧ, составит примерно А/ ~ 0,01 Гц.
Известно, что для энергетического обнаружителя при частотной полосе поиска больше полосы сигнала эффективность падает, а при меньшей полосе (конечно в случае нахождения сигнала в ней) практически не уменьшается. Следовательно, для обнаружения сигнала, например, с полосой А/= 10 кГц с неизвестной частотой излучения в «дежурном» диапазоне АР = 1 МГц теоретически потребуется не более 200 каналов параллельного поиска, а для сигнала с А/ ~ 0,01 Гц, не менее 100 000 000 каналов автоматического поиска сигнала, что оказывается проблематичным с точки зрения вычислительных ресурсов системы обнаружения.
Одним из основных факторов, определяющих минимизацию «пропуска сигнала» и «ложной тревоги» в системе обнаружения, является необходимое соотношение К = сигнал/(шум+помеха), определяемое исходя из поставленной системе задачи, и при К < 1, в случае отсутствия априорных знаний о рабочей частоте и времени начала сеанса связи работа системы обнаружения окажется неэффективной, и, наоборот, система связи будет обладать повышенной скрытностью [22].
Дополнительно необходимо подчеркнуть, что также как и для широкополосного сигнала, для узкополосного радиосигнала существует согласованный фильтр (интегратор), обеспечивающий возможность приёма сигнала, находящегося «под шумами» (К < 1), до окончания процесса интегрирования.
При проведении сеансов связи с временем начала излучения сигнала (а значит и всего сообщения) по псевдослучайному закону (т. е. неизвестному постороннему наблюдателю), попытка обнаружить «сверхузкополосный» сигнал приведет к потоку «ложных тревог», т. к. для
потенциального обнаружения под шумами необходимо продолжительное время находиться на значительном количестве «дежурных» частот, однако при отсутствии знания времени начала сеанса на выходах интеграторов обнаружителя уже через 10-15 секунд работы появится поток ложных «срабатываний», обусловленных «накоплением» слабых собственных частотных гармоник приёмника обнаружителя, а также побочных излучений от посторонних радиопередающих устройств.
В связном приемнике в силу априорных знаний о времени начала сеанса и рабочих частотах ошибки такого рода минимизированы.
Кроме того, положительными свойствами «сверхузкополосных» сигналов при параллельной побитной передаче всего сообщения является отсутствие межсимвольной интерференции и низкие требования к точности синхронизации, что позволяет не учитывать расхождение по времени на передающем и приемном комплексах, возникающем при их значительном взаимном удалении (для радиолиний с «быстрой ППРЧ» требуется передача помехоустойчивой преамбулы для синхронизации перестройки радиопередающего устройства на пункте управления и радиоприемного устройства на подвижном объекте связи).
Одной из сложных задач, возникающих при реализации радиолинии рассмотренного вида, является учёт смещения спектра принимаемого сигнала по частоте, обусловленного спорадическим перемещением слоёв ионосферы, отражающих передаваемый сигнал (эффект Доплера).
В среднем для протяженных радиотрасс смещение составляет Д/Д ~ + 1,5 Гц (см. рис. 6 а, б), достигая в период захода и восхода Солнца значений Д/Д ~ + 4 Гц, что практически не влияет на работу штатных узкополосных радиолиний и по этой причине не учитывается.
Однако, при Д/с < Д/Д (сигналы с такой полосой Д/ будем называть «сверхузкополосными») этот эффект необходимо учитывать при реализации новой радиолинии.
a) б)
Рис. 6. Спектрограмма фрагмента узкополосного ДКМВ сигнала, принимаемого «Земной волной» и после отражения от ионосферы [28]
Оценка основных характеристик сигнальной конструкции при использовании сверхузкополосных сигналов
Возможность и эффективность применения сигналов с достаточно узкой полосой для передачи информации в декаметровом диапазоне волн практически проверялась в 1965 году специалистами «Radio Corporation of America» (фирма существовала с 1919 по 1989 год). Эксперимент проводился на односкачковой радиотрассе с использованием радиопередающего устройства с мощностью излучения Ризл ~ 100 мВт на рабочей частоте ^изл ~ 15 МГц. Из-за низкой стабильности задающих генераторов приёмного и передающего устройств разработчикам не удалось в полной мере реализовать эффект «накопления» сигнала (полоса фильтра РПУ составляла 17 Гц при длительности одного бита Тбит ~ 20 с),
тем не менее, в ходе испытаний было зафиксировано, что используемая технология на 40 дБ улучшает соотношение сигнал/шум по сравнению с традиционной работой в режиме «Азбуки Морзе». Вместе с тем, постоянное повышение требований к времени доставки сообщений и сложность обработки сигналов на элементной базе того времени, привело к невостребованности метода медленнодействующей передачи сообщений. Однако необходимо отметить, что в конце 20-го - начале 21-го века массовое внедрение средств вычислительной техники и элементной базы для цифровой обработки сигналов позволило даже в радиолюбительской практике эффективно использовать сверхузкополосные сигналы. В режиме, так называемого, сверхмедленного телеграфа радиолюбители в диапазоне
частот 10,138 ^ 10,140 кГц обмениваются информацией на одно-двухскачковых радиотрассах при мощности передатчика 10 ^ 100 мВт и длительности одного бита информации до 10 сек. [29].
В настоящее время возможность реализации «мегаканальных» ВУ и РПУ позволяет создать новые сигнально-кодовые конструкции на базе сверхузкополосных сигналов, обеспечивая при этом снижение времени доведения сообщения в целом и повышение устойчивости к случайным и преднамеренным помехам.
В работе [30] была показана целесообразность реализации радиолинии с параллельной побитной передачей сообщения сверхузкополосными сигналами в режиме перестройки матрицы рабочих частот по псевдослучайному закону. Действительно, теоретически, при фиксированной мощности Ризл радиопередающего устройства (РПДУ) увеличивая длительность Т одного бита сообщения в N раз можно без потери помехоустойчивости (если не учитывать пик-фактор при передаче многочастотного сигнала) параллельно передать N заданных элементов сообщения, поскольку
Однако, помимо технических трудностей при реализации радиолинии, обеспечивающей параллельную передачу сообщения большого объёма (Ы > 1000), увеличивается время доставки сообщения, а также возникает ряд ограничений, связанных с изменением характеристик сверузкополосных сигналов, отражённых от ионосферы. Так на рис. 7 приведены фрагменты спектрограмм, характеризующих варианты изменения параметров сверхузкополосного сигнала из-за влияния эффекта Доплера. Как показал анализ, диффузное размытие спектра сигнала составляет примерно 0,1 ^ 0,2 Гц, что делает нецелесообразным увеличение длительности бита сообщения более 10-15 секунд. Кроме того, в ряде случаев (см. рис. 7) частотная полоса, занимаемая принимаемым сверхузкополосным сигналом, может составить до нескольких герц, что необходимо учесть при реализации демодулятора в приёмном комплекте радиолинии.
Исходя из оценки длительности одного бита сигнала Тбит ~ 10 с и ориентируясь на характеристики штатной радиолинии, обеспечивающей заданные требования при скорости передачи 100 бит/с (тбит.шт = 10 мс), число бит в передаваемом сообщении с рассматриваемой
Т
сигнальной конструкцией не должно превышать N = —• К , где коэффициент К
^биг.шт
учитывает пик-фактор при передаче многочастотного сигнала. С учётом различных методов снижения пик-фактора сигнала [31] получим оценку для максимального значения N: Nmax < 400 бит с учетом кодовой избыточности в сообщении. Очевидно, что значение Nmax может быть при необходимости увеличено за счёт повышения мощности РПДУ, или путем «поблочной» передачи сообщения.
V2
V'
(3)
0,2 2
-2 -0,2
Гц
0,2 2 Ц
-2
-0,2' Гц
0,2 Гц
-2
-0,2
Т, мин Гц Т, мин Гц Т, мин
а) б) в)
Рис. 7. Фрагменты вариантов влияния эффекта Доплера на принимаемый узкополосный сигнал при ионосферном отражении
Дополнительно следует отметить, что длительность передачи бита Тбит ~ 10 с обеспечивает защиту от быстрых замираний сигнала, что иллюстрируется осциллограммой на рис. 8.
Сигнал с антенны 1
Сигнал с антенны 2
Рис. 8. Фрагменты осциллограммы приёма немодулированного сигнала на пространственно-разнесенные антенны при наличии быстрых замираний для двухскачковой декаметровой радиотрассы
Отдельно необходимо обратить внимание на вид модуляции, используемой для радиолиний с параллельной передачей сверхузкополосных сигналов. С точки зрения информационной скрытности побитная параллельная передача в режиме перестройки рабочих частот по псевдослучайному закону (ППРЧ) может вестись с использованием частотной (ЧТ) или амплитудной (АТ) модуляции [6]. Для оптимального когерентного (к) и некогерентного (нк) приёма сигналов в канале с постонными параметрами на фоне белого шума, вероятность ошибки на бит для этих видов модуляции определяется следующими соотношениями [32]
Рчтк = р(и), рАТк = 1 " ^
рЧТ„,
рАТш
где ь _ К К 1, ^ - энергия бита сигнала, 1
а 0,5е~4 * 0,5 е~8 Ге"2 Ж
(4)
(5)
(6) (7)
- функция Лапласа.
Как следует из приведённых формул, вероятность ошибки при одной и той же мощности сигнала и V2 выше при использовании модуляции АТ.
Однако при параллельной передаче бит сообщения, в силу примерно одинаковой плотности «единиц» и «нулей» в тексте, при использовании режима АТ число «активных» излучений будет ориентировочно в два раза меньше, чем при ЧТ модуляции, см. рис. 9.
2
0
0
0
t, c
Режим ЧТ
3 б
2 б
б
t, c
Режим АТ
3 б 2 б
б
Частоты ППРЧ
12 fi МГц ! Информационные бить(«0»
'396 '397
'398
«1 » «0»
«1 » «0»
«1 »«0»_«1 »
'399 '400
«0» «1 »
13,5 f, МГц МГц
Буква «R» в коде МТК-2
Буква «L» в коде МТК-2
Рис. 9. Фрагмент спектрограмм приема текста сообщения передаваемого в режимах ЧТ и АТ при одинаковой мощности излучения РПДУ
Таким образом, реализуется возможность увеличения в два раза мощности передачи сигналов АТ без изменения мощности РПДУ, т. е. в рассматриваемой сигнальной конструкции Рлт ~ рчТ. Кроме того, уменьшение в эфире числа «активных» частот обеспечивает повышение электромагнитной совместимости, а также скрытности функционирования радиолинии.
Но основным преимуществом сигнальной конструкции при использовании режима ППРЧ и ЛТ модуляции является устойчивость к прицельным по частоте преднамеренным помехам. Более того, очевидно, что при их постановке средняя вероятность приёма сообщения будет увеличиваться, поскольку отсутствие априорных знаний у постороннего наблюдателя о частотах с пассивной паузой («0») не позволит «поставить» прицельную помеху, а постановка помех на активные частоты увеличит мощность принимаемых сигналов, в силу отсутствия у них структурных признаков, которые может нарушить прицельная помеха.
Методы приёма сверхузкополосных сигналов с модуляцией АТ
Определенная в предыдущем подразделе статьи длительность бита сообщения Тбит ~ 10 с позволяет существенно упростить систему синхронизации для совместной перестройки частот на РПДУ и РПУ радиолинии по заданному псевдослучайному закону, а реализация передачи сеансов связи с временными интервалами, также изменяющимися по псевдослучайному закону (ППВС), обеспечивает повышение скрытности передачи данных [30]. С учетом этого на рис. 10 и 11 приведена структура радиолинии.
1 Радиопередающий . ..
комплекс у
1.13 Антенно-фидерная подсистема
1.12
Антенное согласующее устройство
111
Усилитель мощности
1.10
Многоканальное возбудительное устройство
1.9 Информационная шина
1.8 Блок ключевых элементов
1-й бит 2-й бит 3-й бит . . . т-й бит . . . М-1-й бит М-й бит
1-й 5ит | 2-й бит 3-й бит | . .. | ттй бит 1 . ■ ■ 1 м-1-й 5ит | М-й бит
1.7 П оследо вател ь но-паралл ельный регистр записи блока сообщения
1.3 1.6
Модуль Формирователь
кодирования матрицы ППРЧ
о
1.2 Накопитель 1.5 Формирователь матрицы ППВС
* Начала
Источник сообщения
(М бит) 1001 ...1101
1.4 Автономная система синхронизации
2 Радиоприемный
комплекс
\|/2.1
Антенно-фидерная подсистема
Многоканальное ради2.о2приемное устройство
тгг
X
2.3
Фо рмиро вател ь матрицы ППРЧ
2.4
Формирователь матрицы ППВС
2.5
Автономная система синхронизации
2.8
Получатель сообщения
_(М бит) 1001...1101
Рис. 10. Функциональная схема радиоприёмного комплекса
Рис. 11. Функциональная схема радиопередающего комплекса
Одной из сложных задач при её реализации представляется разработка метода приёма и демодуляции бит сообщения в условиях доплеровского смещения рабочей частоты в месте приёма. Одним из вариантов решения задачи является использование банка узкополосных фильтров [33] на каждой рабочей частоте, с применением энергетического обнаружителя сигнала на выходе каждого фильтра, рис. 12.
\ Решение |
«1» «0»
Рис. 12. Функциональна схема демодулятора для одного бита сообщения при А /тах к + 5 Гц, А/ ~ 0,2 Гц
Энергетический обнаружитель сигнала [22] для эффективного функционирования помимо данных о начале и окончании времени сеанса связи должен получать значение оптимального порога обнаружения Н.
Средняя вероятность ошибки при некогерентном приёме сигнала с АТ модуляцией определяется по формуле:
передачи сообщения
1.1
1 Н 2V I =11
20 Wv2
V - W7 Wv2
'•if- >*+H- ш
(8)
где У\ - напряжение огибающей сигнала на выходе фильтра в момент окончания сеанса.
Оптимальное значение порога Н можно найти минимизируя вероятность ошибки рош, путём взятия производной в выражении (8) и приравняв её к нулю:
-2Н ^ Г ж ^. (9)
( W
= <Ч W
Воспользовавшись аппроксимацией функцией Бесселя нулевого порядка:
/о (* )«"6Ч,( 2)
при ъ > 2получим:
•J2nz
2Н 2H W .
— - ЫМл— = —
v V v v
(10)
Из численных расчётов по выражению (8) следует, что при W/v2 > 15 дБ H ~ W/2, однако если W/v2 < 15 дБ, а это в реальных условиях представляет наибольший интерес, значение оптимального порога существенно зависит от мощности накопленного сигнала и v2.
Отсутствие априорных данных по этим величинам при ориентировочной установке значения Н может резко снизить эффективность приёма. Для иллюстрации на рис. 13 приведен график, отражающий влияние установки оптимального и неоптимального фиксированного порога на вероятность ошибки при некогерентном приеме сигналов АТ [34].
Нормирован ный порог = 10
. ч ч
/
А
Оптил (функ сиг альныи порог ,ия отношения ал/помеха) , \
-А-\
\ \
\ \
\ \
\ \
\ \
\ 1
-1—1
\ 1
\ 1
\ I
\ 1
\ 1
-8 -4 0 4 8 12 16 20 h2 (дБ)
Рис. 13. Зависимость рош от установленного порога приема
Вместе с тем, считая шумы стационарными в течении 20 с в полосе А/ ~ 10 Гц, данные по v2 могут быть получены по предварительным измерениям за 10 секунд до начала сеанса связи, а значение W может быть оценено исходя из конкретных условий радиотрассы и мощности РПДУ, но из-за большого количества каналов (49 фильтров, см. рис. 12) вероятность принятия ошибочного решения увеличивается с уменьшением отношения W/v2. Альтернативным вариантом является определение по ансамблю из 49 выборок, полученных до начала сеанса, значений по дисперсии шума и среднеквадратическому отклонению g. Воспользовавшись при приёме сигналов тремя порогами Н: 2g, 3g и 4g [35] можно предоставить декодеру дополнительные данные по оценке вероятности принятого решения для каждого бита сообщения, что в целом повысит помехоустойчивость приёма.
Не останавливаясь на других возможных вариантах демодуляции, отметим, что процесс «накопления» сигнала является достаточно равномерным, см. рис. 14,
2
v
p
0,5
-2
следовательно, канал с наличием сигнала определяется по градиенту увеличения напряжения огибающей на выходе каждого фильтра. Вместе с тем, такой алгоритм требует использования значительных вычислительных ресурсов.
г = 0 Начало
г=5 с
t = 7 с
г = 10 с
Рис. 14. Фрагменты спектрограмм приема сверхузкополосного сигнала на фоне белого шума
Радиолиния, реализованная на базе рассмотренной сигнально-кодовой конструкции (СКК), позволяет обеспечить приём не только при наличии «прицельных» помех, но также и при организации заградительной помехи (ЗП).
Действительно, перед постановкой ЗП, система мониторинга должна с достаточно низкой вероятностью ложной тревоги обнаружить начало работы радиолинии. Вместе с тем обнаружение сверхузкополосных сигналов рассматриваемой структуры требует наличия системы параллельного поиска минимум на 1 АРппрч, чтобы обнаружить наличие
5
одновременного начала излучения группы сигналов. Для рассматриваемой сигнальной конструкции АРппрч ~ 1 МГц и А/~ 0,2 Гц, т. е. даже если предположить, что поиск сигналов посторонним наблюдателем будет осуществляться в полосе А/жгн = 0,5 Гц (что существенно снизит вероятность обнаружения сигнала из-за увеличения отношения Рс/Рп), для мониторинга заданной полосы частот потребуется минимум 1 д^шрч ~ 400 000 каналов
К =--
5 4£6н
параллельного анализа. Легко убедиться, используя расчёты на базе формулы Бернули, что в этом случае даже при вероятности ложной тревоги в одном канале Рл.т. ~ 10-5, суммарная вероятность ложной тревоги будет неприемлемо высокой. Тем не менее, предположим, что обнаружителю постороннего наблюдателя удалось осуществить приём и классификацию сигнала, до окончания сеанса связи и поставить заградительную помеху, но учитывая, что абонентская радиолиния обладает дополнительной информацией (/раб и временем начала
сеанса связи), а также то, что в радиолинии используются ФАР с оптимизированными диаграммами направленности для заданной радиотрассы, а рабочие частоты близки к оптимальным (ОРЧ), естественно предположить, что к моменту начала постановки ЗП, РПУ радиолинии также будет иметь возможность осуществить приём и демодуляцию сигнала.
Примечание: варианты увеличенной напряжённости поля сигнала в точке обнаружения по сравнению с напряжённостью поля сигнала в месте нахождения абонента в данном случае не рассматриваются
Основным условием для этого является прекращение «накопления» сигналов в момент начала ЗП. Такая задача в РЛ решается за счёт увеличения каналов приёма в РПУ в два раза. Частотная полоса анализа мощности помех в дополнительных каналах может составлять 20-30 Гц. Структура расположения дополнительных каналов приёма /дг понятна из приведённых характеристик на рис. 8.
2*5 Гц
м—
20*30 Гц 20*30 Гц
F |ППРЧ1 fi ППРЧ,-
2*5 Гц <—
20-30 Гц
■ f
ППРЧи
а)
Рис. 15. Структура расположения дополнительных каналов приёма (а), структурная схема обнаружителя ЗП (б)
Сигнал с каждого дополнительного канала (фильтра) поступает на измеритель мощности помехи, данные в котором обновляются через ¿обн. ~ 50 мс, отсчитывая от момента поступления сигнала о начале сеанса связи.
В блоке сравнения измеренная мощность помехи Рг сравнивается с мощностью помехи на предыдущем шаге измерения, и если Рг > 2Рм, в сумматор поступает сигнал управления «1». При одновременном поступлении в сумматор сигналов «1» с К > 0,4Ы каналов (т. е. число поражённых каналов выше исправляющей способности кодовой конструкции, используемой в РЛ), с сумматора передаётся в РПУ запрещающий сигнал на продолжение приёма и разрешающий - на переход к процедуре демодуляции и декодирования. Вводя дополнительные задержки в обработке принимаемых из эфира сигналов, можно полностью исключить влияние заградительной помехи на приём сообщения.
Выбор метода кодирования
Как показали имитационное моделирование и результаты экспериментальных исследований, в реальных условиях декаметровой радиосвязи до 15 ^ 25 % бит сообщения для рассматриваемой сигнальной конструкции будут приняты неверно из-за наличия сосредоточенных помех и медленных замираний сигнала на рабочих частотах.
Учитывая это, выбор метода кодирования текста сообщения для декаметрового канала является, безусловно, важной задачей.
При этом, как известно, наиболее эффективно использование недвоичного (п, к) кода Рида-Соломона (РС), который позволяет исправить в блоке I ошибочных и ^ стертых знаков при выполнении соотношения 21 + ^ < п - к, где п - число символов в кодируемом блоке, к -число информационных бит. При этом значение п не должно превышать основание кода ц.
Очевидно, при формировании знаков кода РС безызбыточной последовательностью бит ошибочный прием хотя бы одного бита в знаке приводит к ошибочному приему знака.
Как показано в работе [36], в таких случаях целесообразно включать коды Рида-Соломона в каскадные схемы кодирования. Вместе с тем эффективность каскадных кодов зависит от параметров применяемых при построении сигнально-кодовой конструкции внешнего и внутреннего кодов.
Исходя из этого, рассмотрим использование каскадной схемы кодирования с последовательным повышением основания кода с максимально коротким внутренним кодом. В качестве внешнего - используем код РС над 6^(256) в режиме исправления ошибок и стираний, а также рассмотрим возможность использования обобщенного каскадного кода над 6^(16).
Для обоснования выбора внутреннего кода проведем расчет показателей помехоустойчивости для (7,4) кода Хэмминга, (8,4) расширенного кода Хэмминга, (7,5) кода с постоянным весом и (3,2) кода с проверкой на общую четность (ОЧ) для симметричного канала с вероятностями ошибки 0,1 и 0,25 (Табл. 2). Оценка проводится по соотношениям для двоичных кодов с симметричным спектром (см. Приложение).
Таблица 2 - Расчеты показателей помехоустойчивости для симметричного канала
Код Вероятность ошибки Вероятности
правильного приема трансформации стирания
(7,4) Хэмминг 0,1 0.850306 0.094582 0.055112
0,25 0.444946 0.373367 0.181686
(8,4) Хэмминг 0,1 0.813105 0.012012 0.174884
0,25 0.367081 0.107280 0.525640
(7,5) 0,1 0.478297 0.126561 0.395142
0,25 0.133484 0.370422 0.496094
(3,2) 0,1 0.729000 0.001000 0.270000
0,25 0.421875 0.015625 0.562500
Код (7,5) с постоянным весом существенно уступает по показателям помехоустойчивости остальным рассмотренным кодам и из дальнейшего рассмотрения исключается.
Для обеспечения передачи сообщения объемом 256 бит предлагается следующая схема каскадного кодирования:
Информация делится на байты и кодируется кодом РС над &Р(256). Информационная длина 32 (ступень 4).
Каждый байт делится на группы по 4 бита и кодируется кодом РС над &Р(16). Информационная длина 2 (ступень 3).
Каждые 4 бита делятся на группы по 2 бита и кодируются кодом РС над &Р(4). Информационная длина 2 (ступень 2).
Каждые 2 бита кодируются кодом с проверкой на общую четность (ступень 1).
Ступени 1 и 2 могут быть заменены кодированием кодом Хэмминга, информационная длина 4.
Оценка целесообразности использования простого и расширенного кода Хэмминга проведена путем сравнения информационной скорости СКК при обеспечении вероятности правильного приема сообщения не менее 0,9 в двоичном симметричном канале с вероятностью ошибки 0,2 (Табл. 3).
Для внутренних кодов (основания 2,4,16) проводится оценка показателей помехоустойчивости кодов с минимальной кодовой длиной. Для внешнего кода (основание 256) - поиск кода с вероятностью правильного приема не менее 0,9.
Таблица 3 - Характеристики кодов, обеспечивающих вероятность правильного приема сообщения не менее 0,9
Основание Информаци- Кодовая Скорость Вероятность
кода онная длина длина кода правильного приема трансформции стирания
(3,2) код ОЧ+(4,2) код РС над GF(4)+(3,2) код РС над GF(16)+(46,32) код РС над GF(256)
2 2 3 2/3 0.512000 0.008000 0.480000
4 2 4 1/2 0.6931 < 10-10 0.3069
16 2 3 2/3 0.775249 < 10-10 0.224751
256 32 46 0.696 0.925 < 10-10 0,07499
0.155
(7,4) код Хэмминга + (3,2) код РС над GF(16)+ (69,32) код РС над GF(256)
2 4 7 4/7 0.576717 0.277056 0.146227
16 2 3 2/3 0.337922 < 10-10 0.662078
256 32 113 0.283 0.910 < 10-10 0,0899
0.108
(8,4) код Хэмминга + (3,2) код РС над GF(16)+ (64,32) код РС над GF(256)
2 4 8 4/8 0.525640 0.066065 0.430619
16 2 3 2/3 0.454404 < 10-10 0.545596
256 32 83 0.386 0.914 < 10-10 0,085999
0.129
Для кодов РС оценка вероятности трансформации проводится по модифицированной формуле Блэйхута (см. Приложение).
По информационной скорости выигрывает вариант с кодом с проверкой на общую четность. Далее будем ориентироваться на (3,2) код ОЧ в первой ступени каскадного кода и проводить оценку для несимметричного канала связи.
Оценку показателей помехоустойчивости (3,2) кода с проверкой на общую четность для несимметричного канала проведем по соотношениям
Рпр = 0,25 • (1 - Рпер0)3 + 0,75 (1 - Рпер0) • (1 - Рпер1)2 ,
Ртр = 0,25^(1 - Рпер0) • Рпер02 + 0,75 • (1 - рпер0) • Рпер12 + 2 • рпер1 • Рпер0 • (1 - Рпер1) ,
рст = 1 - рпр - ртр .
Результаты расчета приведены в первой строке табл. 4 для вероятности перехода значения бита «1» в «0» - рпер1 = 0,1 и вероятности значения перехода бита «0» в «1» - рпер0 = 0,25.
Для кодов второй и третьей ступени рассчитываются вероятности правильного приема и трансформации при двукратной и полуторной избыточности. Далее проводится определение кодовой длины кода 4-й ступени, обеспечивающего вероятность правильного приема сообщения не менее 0,9. Оценка вероятности трансформации проводится по модифицированной формуле Блэйхута. Результаты представлены в табл. 4.
Альтернативный вариант:
Информация делится на группы по 4 бита и кодируется обобщенным каскадным кодом (ОКК) над &Р(16). Информационная длина 64. Каждые 4 бита делятся на группы по 2 бита и кодируются кодом РС над &Р(4). Информационная длина 2. Каждые 2 бита кодируются кодом с проверкой на общую четность.
В табл. 5 приведен расчет кодовой скорости для двух наилучших вариантов с кодом РС и варианта с ОКК, а также оценено среднее количество «1» в передаваемой последовательности.
Оценка нижней границы ОКК проводилась следующим образом. Известно [39], что при бесконечном числе вложений параметры ОКК близки к параметрам оптимального кода. Оптимальным является код РС, достигающий границы Синглтона. При 7-8 уровнях вложения ОКК проигрывает примерно на 30 %. При определении ожидаемых параметров ОКК был проведен расчет ожидаемой нижней границы кодовой длины для кода, достигающего границы
Синглтона. Полученное значение было увеличено на 30%. Ожидаемая кодовая длина ОКК составила 138.
Далее были определены структура и параметры близкого по характеристикам практически реализуемого кода: число строк - 11, число столбцов - 14, порядок кода - 8. При этом вероятность правильного приема составляет 0,93, вероятность трансформации - менее 10-15. Кодовое расстояние для столбца при первом декодировании составляет 4. При вероятности стирания 0,341 среднее число стертых символов равно 3,75. Очевидно, дальнейшее уменьшение числа строк приведет к отказу от декодирования уже на первой ступени декодирования. При уменьшении числа столбцов до 13 вероятность правильного приема падает до 0,63.
Таблица 4 - Оценка вероятности трансформации бит сообщения
№ ступени Основание кода Информационная длина Кодовая длина Вероятность ошибки на бит Вероятность стирания (на входе декодера) Вероятность правильного приема Вероятность трансформации
1 2 2 3 0,1 /0,25 0 0.561094 0.074531
2 4 2 4 0.075 0.364 0.6592810 < 10-10
3 0.075 0.364 0.5202320 < 10-10
3 16 2 4 < 10-10 0.341 0.8819560 < 10-10
3 < 10-10 0.341 0.7304600 < 10-10
4 256 32 40 < 10-10 0.118 0.959587 < 10-10
49 < 10-10 0.270 0.912543 < 10-10
52 < 10-10 0,270 0,9759 < 10-10
Таблица 5 - Расчет кодовой скорости
Основание кода Информационная длина Кодовая длина Скорость Скорость суммарная Вероятность правильного приема Всего бит Число «1» среднее
ОЧ(3,2) + РС(4,2) + РС(4,2) + РС(40,32)
2 2 3 2/3 0,133 0,96 1920 960
4 2 4 1/2
16 2 4 1/2
256 32 40 0,8
ОЧ(3,2) + РС(4,2) + РС( 3,2) + РС(49,32)
2 2 3 2/3 0,144 0,91 1764 882
4 2 4 1/2
16 2 3 2/3
256 32 49 0,65
256 32 55 0,62 0,137 0,98 1872 936
256 16 28 0,57 0,127 0,98 1008 504
256 16 27 0,59 0,132 0,96 972 486
ОЧ(3,2) + РС(4,2) + ОКК(138,64) - (138 - расчетная нижняя граница кодовой длины ОКС)
2 2 3 2/3 0,155 0,90 1656 828
4 2 4 1/2
16 64 138 0,46
ОЧ(3,2) + РС(4,2) + ОКК(154,64 : 1,3,5,8,10, 11,13,13)
2 2 3 2/3 0,139 9,93 1848 924
4 2 4 1/2
16 64 154 0,42
В дополнение следует отметить, что ОКК критичен к распределению ошибок и стираний в кодовом слове в отличие от кода РС, инвариантному к расположению искажений.
Также, код РС в отличие от ОКК обладает достаточно гибкой структурой, что при изменении условий приема позволяет легко варьировать его параметры.
Анализ приведенных результатов позволяет выбрать следующую кодовую конструкцию: ОЧ(3,2) + РС(4,2) + РС(3,2) + РС(49,32), обеспечивающую доведение сообщения длиной 256 бит при передаче 1764 бит (среднее число «1» - 882) с вероятностью правильного приема 0,91 при вероятности трансформации существенно меньшей 10-10.
Представленная методика расчета каскадного кода позволяет определить его оптимальную структуру для различных заданных значений информационной длины и вероятности правильного приема сообщений. Так, для Рпр > 0,98 и к = 32 (256 бит) наилучшим является код с параметрами ОЧ(3,2) + РС(4,2) + РС(3,2) + РС(55,32). Варьирование длиной внешнего кода РС в пределах 49 ^ 55 позволяет обеспечить значение вероятности правильного приема в интервале 0,91 ^ 0,98. При уменьшении информационной длины пропорционально снижается время передачи с сохранением вероятностных характеристик.
Выводы
Одним из перспективных направлений развития техники связи в декаметровом диапазоне волн является создание «мегаканальных» радиоприёмных и возбудительных устройств.
Внедрение радиолиний с параллельной побитной передачей сообщений узкополосными сигналами в режиме ППРЧ позволит повысить устойчивость связи за счёт снижения требований к системе синхронизации и отсутствия межсимвольной интерференции.
Радиолиния декаметрового диапазона волн с использованием параллельной передачи сверхузкополосных сигналов с модуляцией АТ обладает повышенной помехоустойчивостью в условиях воздействия сосредоточенных и преднамеренных помех.
Получена модифицированная формула Блэйхута, позволяющая вести уточненные расчеты вероятностных характеристик каскадных кодов.
Разработаны методы построения оптимальных каскадных кодов для сигнально-кодовой конструкции с параллельной передачей бит сообщения.
Разработка эффективных методов и способов обнаружения и приёма сверхузкополосных сигналов с низкой энергетикой представляет теоретическое и практическое значение.
Проведенные лабораторные испытания макетного образца подтверждают эффективность предлагаемых технических решений, в том числе и для декаметровой системы радиосвязи [2].
Приложение
Вероятностные характеристики сигнально-кодовой конструкции рассчитывались с учетом следующих формул. Ниже приведены расчетные соотношения для симметричного канала.
Для двоичных кодов, исправляющих ошибки в пределах половины кодового расстояния, вероятностей правильного приема, трансформации кодового слова и стирания определяется следующими формулами [37]
Рпр = К; )р' (1 - р У',
i = 0
t n
ртр = к рк1-р);-к кк ти к
тр кЛ ¡=01=1 '
" 2
Рст = 1 - Рпр - Ртр при выполнении соотношения 2t + 1 < ё, где р - вероятность ошибки в приеме одного бита информации; п - кодовая длина слова; t - число исправляемых ошибок; Лг - число кодовых слов веса I для двоичного кода с симметричным спектром а . = 2к-"(п),
N{1, к; = К (к-1 ) - число комбинаций, соответствующим количеством ошибок.
¿к
й +к 1+к-й=к
Для кодов Рида-Соломона (РС) вероятность правильного приема при исправлении ошибок в пределах половины кодового расстояния в канале без стираний определяется следующим соотношением:
][d-l}/2[
I О
где ё - кодовое расстояние, п - кодовая длина, а вероятность трансформации вычисляется в соответствии с формулой Блэйхута [38]:
Ртр =
X [~[] h (i" pr~h X X s>'
где p - вероятность ошибочного приема символа, q - основание кода, n - кодовая длина, Ai -число кодовых слов веса i, #(1, Л; s) - число конфигураций ошибок веса h, находящихся
на расстоянии 5 от конкретного кодового слова веса /,
i-ti
а -1\
,1-d-j
-.»сЭс-чЕс-^С
*ам>= X Ol^OQfTV1^-2»'
П^ г. _ ¿1 i-?j-h = s+l
Для канала со стираниями вероятность правильного приема слова внешнего кода равна
•w- I I or;'к-'и-,
где рс- вероятность стирания знака кода, р - вероятность ошибочного приема знака.
Для вывода формулы вероятности трансформации кодового слова РС-кода будем исходить из того, что алгебраический декодер по принятому из канала кодовому слову вычисляет вектор ошибки веса, определяемого корректирующей способностью кода, вес вектора ошибки равен числу его ненулевых позиций, при этом позиции стираний заранее известны, а позиции ошибок распределяются равномерно. В этом случае вес корректируемого вектора ошибки ^ определяется соотношением ^ < (с + ё - 1)/2, где с -число стираний, ё > 2t + с + 1 - кодовое расстояние, I - число исправляемых ошибок.
Предполагая, что в декодируемом кодовом слове имеется к ошибок и с стираний, определим число конфигураций ошибок веса к + с, находящихся на расстоянии ^ от конкретного кодового слова веса I (вектор ошибки также является кодовым словом).
В кодовом слове веса I позиции могут быть искажены следующим образом:
замена k из n -1 нулевых символов на любой из q - 1 ненулевых
(q -1)'
возможных
(q - 2)
вариантов, 0 < к < п -1;
замена г из I ненулевых символов на любой из ц - 2 других ненулевых - (/
возможных вариантов, 0 < г < I;
замена у оставшихся неискаженных ненулевых символов на нули - (/-л возможных
вариантов, 0 <у < I - г.
При этом число внесенных искажений ^ = г + у + к, одновременно вес искаженного описанным способом слова составляет I + к - у.
Очевидно, что стертые позиции в принятом слове строго фиксированы. Пусть число стираний составляет с, тогда возможно их расположение на п - к позициях - („ - ь^ вариантов.
Таким образом, число конфигураций ошибок веса к + с, находящихся на расстоянии ^ от
конкретного кодового слова веса l составит
n-1 l l-I
N (l, h + c; s) =
n -1
к
1-1)'
(q - 2)1
l-
n-h
n -1
c
к=0 I=0 J =0
c
при ^ = i + j + к и c + h = l + к - j.
Поскольку число кодовых слов веса l определяется выражением
4=( " >-11К -У 1
Общее число конфигураций ошибок веса h + c составит (lh + c.sy а
s=0 l=d
вероятность каждой из них будет равна phpc(i -p -pc)n-h-c при 0 < c < d, 0 < h < n - c и
(q -1)""
2h + c > d.
Таким образом, вероятность трансформации кодового слова РС-кода для канала со стираниями определится соотношением (модифицированная формула Блэйхута):
n—п—c
de1 pcc(1 - p — Pc)n ^ ^ . xrn
Ртр = ZZ-7-7Zh7c- Z Z AN(l'h + c;s) при 2h + c > d •
c = 0 h = 0 (q — 1) s = 0 l = d
Литература
1. Николашин Ю.Л., Будко П.А., Жуков Г.А. Основные направления модернизации декаметровой системы связи // Техника средств связи. 2019. № 1 (145). С. 13-25.
2. Будко П.А., Жуков Г.А., Кулешов И.А., Николашин Ю.Л. Методы и каналы управления робототехническими комплексами морского базирования в гетерогенной среде // Робототехника и техническая кибернетика. 2017. № 4 (17). С. 28-40.
3. Лазоренко В.С., Ватаф С.А., Панков Д.В. О развитии сетей ведомственной декаметровой радиосвязи с учетом её значимости при создании системы связи Арктической зоны / Материалы Ш Международной НТК «Радиотехника, электроника и связь» (РЭиС-2015). Омск.: ОНИИП, 2015. С. 64-68.
4. Долгополов А.В., Богданов С.А. Эволюция форм и способов ведения вооруженной борьбы в сетецентрических условиях // Военная мысль. 2011. № 2. С. 49-58.
5. Анненков В.И., Баранов С.Н., Моисеев В.Ф., Хархалуп С.С. Сетецентризм: геополитические и военно-политические аспекты современности / Под общ. ред. проф. В. И. Анненкова. Учебник. - М.: РУСАВИА, 2013. - 496 с.
6. Николашин Ю.Л., Мирошников В.И., Будко П.А., Жуков Г.А. Автоматизированный, слуховой и визуальный приём коротких сообщений на удалённых морских объектах // Морская радиоэлектроника. 2017. № 3 (61). С. 34-39.
7. Кузеванов В.И., Лаврухин В.А. Проектирование автоматизированных комплексов связи кораблей ВМФ: Методы и методики. - СПб.: «Элмор», 2009. - 232 с.
8. Николашин Ю.Л., Мирошников В.И., Будко П.А., Жуков Г.А. Когнитивная система связи и влияние использования данных мониторинга на помехоустойчивость сверхузкополосных декаметровых радиолиний // Морская радиоэлектроника. 2015. № 2 (52). С. 16-22.
9. Официальный сайт АО «ОНИИП»/ http://www.oniip.ru/produkcia (Дата обращения 25.02.2021).
10. Ступницкий М.М., Лучин Д.В. Потенциал КВ-радиосвязи - для создания цифровой экосистемы России // Электросвязь. 2018. № 5. С. 49-54.
11. Николашин Ю.Л., Мирошников В.И., Будко П.А., Жуков Г. А. Территориально-разнесённый приём информации от глобально-перемещающихся объектов морского базирования // Морская радиоэлектроника. 2017. № 4 (62). С. 18-23.
12. Лузан Ю.С., Хмырова Н.П. Адаптивная радиосвязь в ДКМ диапазоне частот, современное состояние и тенденции развития // Техника радиосвязи. 2008. № 13. С. 3-24.
13. Гук И.И., Путилин А.Н., Сиротинин И.В., Хвостунов Ю.С. Адаптивная система декаметровой радиосвязи с полнодиапазонной перестройкой рабочей частоты и предварительные результаты трассовых испытаний ее фрагмента / Материалы VII Межрегиональной конференции
«Информационная безопасность регионов России» (ИБРР-2011). (Санкт-Петербург, 26-28.10.2011.) - СПб.: ФГУП «НПО «Импульс», 2011. С. 32-35.
14. Пукса Д О., Романов Ю.В. Результаты трассовых испытаний адаптивной пакетной КВ-радиолинии высокоскоростной передачи данных файлового типа разработки ОАО «ОНИИП» / Материалы Ш Международной НТК «Радиотехника, электроника и связь» (РЭиС-2015). Омск.: ОАО «ОНИИП», 6-8.10.2015. С. 186-192.
15. Макаренко С.И., Иванов М.С., Попов С.А. Помехозащищенность систем связи с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты. СПб. Свое издательство. 2013. 166 с.
16. Гордейчук А.Ю., Дворников С.В., Иванов В.А., Русинов М.А., Семисошенко М.А. Оценка помехозащищенности линий радиосвязи в режиме с медленной программной перестройки рабочей частоты // Труды учебных заведений связи. 2017. Т. 3. № 4 С. 36-42.
17. Романов Ю.В. Эволюция высокоскоростных КВ-радиомодемов в ХХ веке // Техника радиосвязи. 2016. № 1 (28). С. 72-88.
18. Сосновский Н.С., Ярофевич Б.Н. Когерентное сложение разнесённых сигналов с предварительным взвешиванием парциальных каналов // Техника средств связи. Сер. Техника радиосвязи. 1981. Вып. 10 (29). С. 49-56.
19. Жуков Г.А. Методы весовой мажоритарной обработки дискретной информации при приёме по параллельным каналам // Техника средств связи. Сер. Техника проводной связи. 1983. Вып. 8. С. 74-84.
20. Финк Л.М. Теория передачи дискретных сообщений. - М.: Советское радио, 1970. - 727 с.
21. Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами. - М.: Радио и связь, 1985. -
385 с.
22. Куприянов А.И. Радиоэлектронная борьба. - М.: Вузовская книга, 2013. - 359 с.
23. Липатников В.А., Царик О.В. Методы радиоконтроля. Теория и практика. - СПб.: ГНИИ «Нацразвитие», 2018. - 607 с.
24. Цикин И.А. Дискретно-аналоговая обработка сигналов. - М.: Радио и связь, 1982. - 161 с.
25. Пименов П.Н. Метод оценки помехоустойчивости средств широкополосного радиодоступа к воздействию сверхкоротких электромагнитных импульсов. Дисс. канд. техн. наук. Москва. 2015. 133 с.
26. Николашин Ю.Л., Будко П.А., Жолдасов Е.С., Жуков Г.А. Повышение эффективности функ-ционирования декаметровых радиолиний // Т-Comm: Телекоммуникации и транспорт. 2015. № 2. С. 4-10.
27. Воронов А.В., Приходько В.Ю. Оценка влияния фазового спектра при формировании сигнала в многочастотном режиме // Известия высших учебных заведений России. Радиоэлектроника. 2013. № 6. С. 23-26.
28. Doppler sounding of the Ionosphere - latest Doppler shift spectrograms by IAP. http://ok1dub.cz/ok0eu/index.php?view=42 (Дата обращения 28.05.2020).
29. https://www/ruqrz.com «Работа в режиме QRSS». (Опубл. 24.11.2014 г.). (Дата обращения 20.11.2020 г.).
30. Жуков Г.А., Будко П.А. Широкополосные и узкополосные сигналы в радиолиниях декаметрового диапазона волн // Морская радиоэлектроника. 2020. № 2 (72). С. 32-37.
31. www.radioscanner.ru/info/article418 «Пик-фактор в КВ ОБП». (Опубл. 25.05.2010 г.). (Дата обращения 20.11.2020 г.).
32. Коржик В.И., Финк Л.М., Щелкунов К.Н. Расчёт помехоустойчивости систем передачи дискретных сообщений. - Москва: Радио и связь, 1981. - 231 с.
33. Каплун Д.И., Клионский Д.М., Олейник А.Л., Вознесенский А.С., Жукова Н.А., Гульванский В. В., Петровский А. А. Применение полифазных банков фильтров в задачах мониторинга широкого частотного диапазона // Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2013. Вып. 3. С. 38-43.
34. Стейн С., Джонс Дж. Принципы современной теории связи и их и их применение к передаче дискретных сообщений. М.: Издательство «Связь». 1971. - 374 с.
35. Пискунов Н.С. Дифференциальное и интегральное исчисления для ВТУЗов. Том 2. -Москва: Наука, 1985. - 549 с.
36. Тамразян Г.М. Программно-аппаратная реализация оптимального алгоритма декодирования каскадных кодов на базе кода Рида-Соломона в адаптивных системах обмена данными. Диссертация на соискание уч. ст. канд. техн. наук. Ульяновск: УГТУ, 2017. 139 с.
37. Мак-Вильямс Ф. Дж., Слоэн Н. Дж. А. Теория кодов, исправляющих ошибки. М.: Связь,
1979.
38. Блэйхут Р. Теория и практика кодов, контролирующих ошибки. - М.: Мир, 1986.
39. Блох Э.Л., Зяблов В.В. Линейные каскадные коды. - М.: Наука, 1982. - 229 с.
References
1. Nikolashin Yu.L., Budko P.A., Zhukov G.A. The main directions of modernization of the decameter communication system. Means of Communication Equipment, 2019, no. 1 (145), pp. 13-25 (in Russian).
2. Budko P.A., Zhukov G.A., Kuleshov I.A., Nikolashin Yu.L. Metodi i kanali upravleniya robototehnicheskimi kompleksami morskogo bazirovaniya v geterogennoy srede [Methods and channels for controlling marine-based robotic complexes in a heterogeneous environment]. Robototekhnika i tekhnicheskaya kibernetika [Robotics and technical cybernetics]. 2017, no. 4 (17), pp. 28-40 (in Russian).
3. Lazorenko V.S., Vataf S.A., Pankov D.V. O razvitii setey vedomstvennoy dekametrovoy radiosvyazi s uchetom eyo znachimosti pri sozdanii sistemyi svyazi Arkticheskoy zonyi [On the development of departmental decameter radio communication networks taking into account its significance in the creation of the communication system of the Arctic zone]. Materialyi III Mezhdunarodnoy NTK «Radiotehnika, elektronika i svyaz» (REiS-2015) [Materials of the III International STC "Radio Engineering, Electronics and Communications" (REiS-2015)]. Omsk, 2015, pp. 64-68 (in Russian).
4. Dolgopolov A.V., Bogdanov S.A. Evolyutsiya form i sposobov vedeniya vooruzhennoy borbyi v setetsentricheskih usloviyah [Evolution of forms and methods of conducting armed struggle in network-centric conditions]. Military thought, 2011, no. 2, pp. 49-58 (in Russian).
5. Annenkov V.I., Baranov S.N., Moiseev V.F., Kharkhalup S.S. Setetsentrizm: geopoliticheskie i voenno-politicheskie aspektyi sovremennosti [Network centrism: geopolitical and military-political aspects of modernity]. Moscow, RUSAVIA Publ., 2013, 496 p. (in Russian).
6. Nikolashin Yu.L., Miroshnikov V I., Budko P.A., Zhukov G.A. Avtomatizirovannyiy, sluhovoy i vizualnyiy priyom korotkih soobscheniy na udalyonnyih morskih ob'ektah [Automated, auditory and visual reception of short messages on remote marine objects]. Marine Radio Electronics, 2017, no. 3 (61), pp. 34-39 (in Russian).
7. Kuzevanov V.I., Lavrukhin V.A. Proektirovanie avtomatizirovannyih kompleksov svyazi korabley VMF [Design of automated communication systems for Navy ships: Methods and techniques]. St. Petersburg, "Elmore" Publ., 2009, 232 p. (in Russian).
8. Nikolashin Yu.L., Miroshnikov V.I., Budko P.A., Zhukov G.A. Kognitivnaya sistema svyazi i vliyanie ispolzovaniya dannyih monitoringa na pomehoustoychivost sverhuzkopolosnyih dekametrovyih radioliniy [Cognitive communication system and the influence of the use of monitoring data on the noise immunity of ultra-narrowband decameter radio lines]. Marine Radio Electronics, 2015, no. 2 (52), pp. 16-22 (in Russian).
9. Official website of JSC "ONIIP" / http://www.oniip.ru/produkcia. Аccessed 25.02.2021.
10. Stupnitsky M M., Luchin D.V. Potentsial KV-radiosvyazi - dlya sozdaniya tsifrovoy ekosistemyi Rossii [The potential of KV-radio communication-for creating a digital ecosystem in Russia]. Eectrosvyaz, 2018, no. 5, pp. 49-54 (in Russian).
11. Nikolashin Yu.L., Miroshnikov V.I., Budko P.A., Zhukov G.A. Territorialno-raznesYonnyiy priYom informatsii ot globalno-peremeschayuschihsya ob'ektov morskogo bazirovaniya [Territorially-dispersed reception of information from globally-moving sea-based objects]. Marine Radio Electronics, 2017, no. 4 (62), pp. 18-23 (in Russian).
12. Luzan Yu.S., Khmyrova N.P. Adaptivnaya radiosvyaz v DKM diapazone chastot, sovremennoe sostoyanie i tendentsii razvitiya [Adaptive radio communication in the DCM frequency
range, current state and development trends]. Radio Communication Technology, 2008, no. 13, pp. 3-24 (in Russian).
13. Guk I.I., Putilin A.N., Sirotinin I.V., Khvostunov Yu.S. Adaptivnaya sistema dekametrovoy radiosvyazi s polnodiapazonnoy perestroykoy rabochey chastotyi i predvaritelnyie rezultatyi trassovyih ispyitaniy ee fragmenta [Adaptive system of decameter radio communication with full-range tuning of the operating frequency and preliminary results of route tests of its fragment]. Materialyi VII Mezhregionalnoy konferentsii «Informatsionnaya bezopasnost regionov Rossii» (IBRR-2011) [Proceedings of the VII Interregional Conference "Information Security of the regions of Russia" (lBRD-2011)]. St. Petersburg, FSUE "NPO "Impulse" Publ., 26-28.10.2011, pp. 32-35 (in Russian).
14. Puksa D.O., Romanov Yu.V. Rezultatyi trassovyih ispyitaniy adaptivnoy paketnoy KV-radiolinii vyisokoskorostnoy peredachi dannyih faylovogo tipa razrabotki OAO «ONIIP» [Results of route tests of adaptive packet HF radio line of high-speed data transmission of file type developed by JSC "ONIIP"]. Materialyi IIIMezhdunarodnoy NTK «Radiotehnika, elektronika i svyaz» (REiS-2015) [Materials of the III International STC "Radio Engineering, Electronics and Communications" (REiS-2015)]. Omsk, 2015, pp. 186-192 (in Russian).
15. Makarenko S.I., Ivanov M.S., Popov S.A. Pomehozaschischennost sistem svyazi s psevdosluchaynoy perestroykoy rabochey chastotyi [Noise immunity of communication systems with pseudo-random adjustment of the operating frequency]. St. Petersburg, Svoe izdatel'stvo [Your own publishing house]. 2013, 166 p. (in Russian).
16. Gordeychuk A.U., Dvornikov S.V., Ivanov V.A., Rusinov M.A. Otsenka pomehozaschischennosti liniy radiosvyazi v rezhime s medlennoy programmnoy perestroyki rabochey chastotyi [Semisotano the Estimation of noise immunity of the radio mode with slow software adjustment of the operating frequency]. Proceedings of Telecommunication Universities, 2017, V. 3, no. 4, pp. 36-42 (in Russian).
17. Romanov Yu.V. Evolyutsiya vyisokoskorostnyih KV-radiomodemov v XX veke [Evolution of high speed HF radio modems in the twentieth century]. Radio communication technology, 2016, № 1 (28), pp. 72-88 (in Russian).
18. Sosnovskaya N.C., Arievich B.N. Kogerentnoe slozhenie raznesYonnyih signalov s predvaritelnyim vzveshivaniem portsialnyih kanalov [Posted coherent addition of signals with advanced weighing partially channels]. Means of Communication Equipment. Ser. Radio communication technology, 1981, rel. 10 (29), pp. 49-56 (in Russian).
19. Zhukov G.A. Metodyi vesovoy mazhoritarnoy obrabotki diskretnoy informatsii pri priYome po parallelnyim kanalam [Methods of weight majority processing of discrete information when receiving on parallel channels]. Means of Communication Equipment. Ser. Wired Сommunication Еechnology, 1983, rel. 8, pp. 74-84 (in Russian).
20. Fink L.M. Teoriya peredachi diskretnyih soobscheniy [Theory of transmission of discrete messages]. Moscow, Soviet Radio Publ., 1970, 727 p. (in Russian).
21. Varakin L.E. Sistemyi svyazi s shumopodobnyimi signalami [Communication systems with noise-like signals]. Moscow, Radio and Communication Publ., 1985 - 385 p. (in Russian).
22. Kupriyanov A.I. Radioelektronnaya borba [Radioelectronic struggle]. Moscow, Vuzovskaya kniga, 2013, 359 p. (in Russian).
23. Lipatnikov V.A., Tsarik O.V. Metodyi radiokontrolya. Teoriya ipraktika [Methods of radio control. Theory and practice]. St. Petersburg, GNII "Natsrazvitie" Publ., 2018, 607 p. (in Russian).
24. Tsikin I.A. Diskretno-analogovaya obrabotka signalov [Discrete-analog signal processing]. Moscow, Radio and Communication Publ., 1982, 161 p. (in Russian).
25. Pimenov P.N. Metod otsenki pomehoustoychivosti sredstv shirokopolosnogo radiodostupa k vozdeystviyu sverhkorotkih elektromagnitnyih impulsov [Method for assessing the noise immunity of broadband radio access devices to the effects of ultrashort electromagnetic pulses]. Dissertation of the Candidate of Technical Sciences, Moscow, 2015, 133 p. (in Russian).
26. Nikolashin Yu.L., Budko P.A., Zholdasov E.S., Zhukov G.A. Povyishenie effektivnosti funktsionirovaniya dekametrovyih radioliniy [Improving the efficiency of functioning of decameter radio lines]. T-Comm: Telecommunications and transport, 2015, no. 2, pp. 4-10 (in Russian).
27. Voronov A.V., Prikhodko V.Yu. Otsenka vliyaniya fazovogo spektra pri formirovanii signala v mnogochastotnom rezhime [Assessment of the influence of the phase spectrum in the formation of a signal in a multi-frequency mode]. Proceedings of the Russian Universities: Radioelectronics, 2013, no. 6, pp. 23-26 (in Russian).
28. Doppler sounding of the Ionosphere - latest Doppler shift spectrograms by IAP. http://ok1dub.cz/ok0eu/index.php?view=42 (Accessed 28.05.2020).
29. https: // www/ruqrz. com "Working in QRSS mode". (Published on 24.11.2014). (Accessed 20.11.2020).
30. Zhukov G.A., Budko P.A. Shirokopolosnyie i uzkopolosnyie signalyi v radioliniyah dekametrovogo diapazona voln [Broadband and narrowband signals in radio lines of the decameter wave range]. Marine Radio Electronics, 2020, no. 2 (72), pp. 32-37 (in Russian).
31. www.radioscanner.ru/info/article418 "Peak factor in KV OBP". (Published 25.05.2010). (Accessed 20.11.2020).
32. Korzhik V.I., Fink L.M., Raschyot pomehoustoychivosti sistem peredachi diskretnyih soobscheniy [Shchelkunov K. N. Calculation of noise immunity of discrete message transmission systems]. - Moscow, Radio and Communications Pabl., 1981, 231 p. in Russian).
33. Kaplun D.I., Klionsky D.M., Oleynik A.L., Voznesensky A.S., Zhukova N. A., Gulvansky V.V., Petrovsky A. A. Primenenie polifaznyih bankov filtrov v zadachah monitoringa shirokogo chastotnogo diapazona [Application of polyphase filter banks in wide frequency range monitoring tasks]. Proceedings of the Russian Universities: Radioelectronics, 2013, rel. 3, pp. 38-43 (in Russian).
34. Stein S., Jones J. Printsipyi sovremennoy teorii svyazi i ih i ih primenenie k peredache diskretnyih soobscheniy [Principles of modern communication theory and their application to the transmission of discrete messages]. Moscow, Connection Publ., 1971, 374 p. (in Russian).
35. Piskunov N.S. Differentsialnoe i integralnoe ischisleniya dlya VTUZov. Tom 2. [Differential and integral calculus for higher education institutions. Vol. 2.]. Moscow, Nauka Publ., 1985, 549 p. (in Russian).
36. Tamrazyan G.M. Programmno-apparatnaya realizatsiya optimalnogo algoritma dekodirovaniya kaskadnyih kodov na baze koda Rida-Solomona v adaptivnyih sistemah obmena dannyimi [Software and hardware implementation of the optimal algorithm for decoding cascade codes based on the Reed-Solomon code in adaptive data exchange systems]. Dissertation for the degree of Candidate of Technical Sciences, Ulyanovsk, UGTU, 2017, 139 p. (in Russian).
37. Mac-Williams F.J., Sloan N. John A. Teoriya kodov, ispravlyayuschih oshibki [The theory of error-correcting codes]. Moscow, World Publ., 1979 (in Russian).
38. Blahut R Teoriya i praktika kodov, kontroliruyuschih oshibki [Theory and practice of codes that control errors]. Moscow, World Publ., 1986 (in Russian).
39. Bloch E.L., Zyablov V. Lineynyie kaskadnyie kodyi [Linear cascade codes]. Moscow, Nauka publ., 1982, 229 p. (in Russian).
Статья поступила 2 марта 2021 г.
Информация об авторах
Николашин Юрий Львович - Кандидат технических наук. Генеральный директор ПАО «Интелтех». Тел.: +7(812)295-66-66. E-mail: [email protected].
Будко Павел Александрович - Доктор технических наук, профессор. Ученый секретарь ПАО «Интелтех». Тел. +7(812)448-95-97. E-mail: [email protected].
Жуков Геннадий Анатольевич - Кандидат технических наук, доцент. Советник генерального конструктора ПАО «Интелтех». Заслуженный конструктор Российской Федерации. Тел. +7(812)448-96-16. E-mail: [email protected].
Угрик Лариса Николаевна - Кандидат технических наук. ^арший научный сотрудник. Тел. +7(812)448-96-16.
Адрес: 197342, Россия, Санкт-Петербург, Кантемировская ул., д. 8.
A new direction for creating noise-resistant radio lines in the decameter wave range
Yu.L. Nikolashin, P.A. Budko, G.A. Zhukov, L.N. Ugrik
Annotation. Problem statement: the article proposes methods for bringing data to remote objects using parallel transmission of ultra-narrowband signals in the mode of tuning the operating frequencies according to a pseudo-random law. The purpose of the work: to increase the efficiency of the operation of radio lines in the decameter wave range. Methods used: methods of the theory of potential noise immunity, methods of designing multi-channel modems( multi-channel receiving and transmitting equipment), technologies for building reprogrammable radio devices and cognitive radio systems, optimal algorithms and methods ofjoint signal processing in parallel reception, methods for reducing the peak factor of the signal in decameter radio channels, methods of encoding and decoding information. Novelty: development of methods for detecting and receiving ultra-narrowband signals, including reception in conditions of accidental and intentional interference; introduction of the conceptual apparatus of a class of ultra-narrow-band radio signals, the frequency band of which is significantly less than the frequency band of the Doppler shift in the ionospheric layers during the long-range propagation of radio waves. Results: the analysis of the applicability of broadband and narrowband signals is carried out, and their noise immunity is evaluated in comparison with the proposed ultra-narrowband radio signals. A method for the stable transmission of short data blocks over channels with variable parameters, which include radio channels of the decameter wave range, is proposed. This method includes an algorithm for parallel transmission of ultra-narrowband signals in the mode of tuning the operating frequencies according to the pseudorandom law and an algorithm for parallel reception and demodulation of the message bits, taking into account the Doppler shift of the operating frequency at the receiving point. The schematic implementation of the radio transmitting and receiving complexes of the formed radio line is given. The features of receiving ultra-narrowband signals under various types of modulation under conditions of random and intentional interference are considered. Practical significance: the structure of the radio control line with the extension of the operating frequency range to the region of ultrashort waves is proposed, which makes it possible to provide reception in a complex interference environment at any real value of the optimal operating frequency, including in the case of anomalous ionization of the ionosphere at high Arctic latitudes. The approaches and principles of building radio systems described in the article allow us to implement low-energy radio lines of a new class, built on the basis of message transmission by the method of parallel bitwise radiation of ultra-narrowband signals.
Keywords: broadband signals, narrowband signals, multichannel excitatory device, multichannel radio receiver, cascade coding schemes, Doppler effect in the ionosphere.
Information about Authors
Yuri L. Nikolashin - Candidate of Technical Sciences. General Director of PJSC "Inteltech". Tel.: +7(812)295-66-66. E-mail: [email protected]
Pavel A. Budko - Doctor of Technical Sciences, Professor. Scientific Secretary of PJSC "Inteltech". Tel. +7(812)448-95-97. E-mail: [email protected].
Gennady A. Zhukov - Candidate of Technical Sciences, Associate Professor. Advisor to the General Designer of PJSC "Inteltech". Honored Designer of the Russian Federation. Tel. +7(812)448-96-16. E-mail: zhukovGA@ inteltech.ru.
Larisa N. Ugric - Candidate of Technical Sciences. Associate Professor. Tel. +7(812)448-96-16.
Address: 8 Kantemirovskaya str., 197342, Saint Petersburg, Russia.
Для цитирования: Николашин Ю.Л., Будко П.А., Жуков Г.А., Угрик Л.Н. Новое направление создания помехоустойчивых радиолиний декаметрового диапазона волн // Техника средств связи. 2021. № 1 (153). С. 2-26.
For citation: Nikolashin Yu.L., Budko P.A., Zhukov G.A., Ugrik L.N. A new direction for creating noise-resistant radio lines in the decameter wave range. Means of communication equipment. 2021. No 1 (153). Pp. 2-26 (in Russian).
