Модифицированный алгоритм компенсации помех для импульсно-доплеровских БРЛС на основе прямого вычисления весовых коэффициентов Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

электронное научно-техническое издание

НАУКА и ОБРАЗОВАНИЕ

Эя № ФС 77 - 305БЭ. Государствен над регистрация №0421100025.155П 1994-0408_

Модифицированный алгоритм компенсации помех для импульсно-доплеровских БРЛС на основе прямого вычисления весовых коэффициентов

77-30569/293307

# 01, январь 2012

Родзивилов В. А., Колотов С. А., Голосов П. В.

УДК.621396.6

НИИ РЭТ МГТУ им. Н.Э. Баумана [email protected] [email protected] [email protected]

Улучшить качество функционирования многоканальных РЛС при воздействии помех точечных источников, вынесенных с цели можно, используя методы компенсации [1, 2]. Эти методы достаточно хорошо описаны в литературе [3, 4, 5] и сводятся, в основном, к весовому суммированию сигналов основного и дополнительных (компенсационных) каналов, причем комплексные весовые коэффициенты должны выбираться таким образом, чтобы обеспечивать максимум отношения сигнал/(шум+помеха). Если условия функционирования изменяются, то весовые коэффициенты должны быть адаптивными. В настоящее время наиболее широкое распространение получили итеративные алгоритмы адаптации весовых коэффициентов [3], применение которых в бортовых РЛС ограничено (поскольку на интервалах адаптации координаты источников излучения могут изменяться), а также алгоритмы адаптации на основе обращения выборочной ковариационной матрицы [3, 4, 5]. К недостатку последних следует отнести «рассыпание» диаграммы направленности вследствие влияния на выборочную ковариационную матрицу отражений от подстилающей поверхности, принимаемых по основному лепестку диаграммы направленности [3, 4].

В работе рассматривается алгоритм адаптации для импульсно-доплеровской БРЛС на основе непосредственного вычисления весовых коэффициентов [6], свободный от перечисленных выше недостатков. Анализируются характеристики когерентного компенсатора помех на его основе.

Работу когерентного компенсатора помех рассмотрим на следующем примере. Предположим, что бортовая импульсно-доплеровская РЛС имеет два приемных канала:

основной канал с узконаправленной диаграммой направленности антенны (с коэффициентом усиления Оа) и компенсационный канал со слабонаправленной антенной (с коэффициентом

усиления Ок). Обнаруживаемая цель £ находится на направлении, соответствующем максимуму основного лепестка диаграммы направленности антенны основного канала, источник помехи (ИП) Р смещен на угол в относительно цели (рисунок 1).

Рис. 1. Расположение источника помех и цели относительно БРЛС

Рассматриваемый когерентный компенсатор помех (рис. 2) включает основной (ОК) и компенсационный (КК) каналы, причем каждый из каналов содержит аналоговые модули с коэффициентами усиления ка, кк, цифровые приемные устройства (ЦПУо,

ЦПУк), реализующие доплеровскую обработку, с выходов которых на процессор обработки информации (ПОИ) поступают вектора комплексных спектральных отсчетов

Ао, Ак (размерность их одинакова и равна числу элементов N разрешения БРЛС по

частоте). В ПОИ по спектральным отсчетам Ао, Ак непосредственно вычисляется весовой коэффициент (один для двухканальной системы) и осуществляется компенсация помехи в основном канале в частотной области. Результат компенсации в каждом элементе

разрешения по частоте отображается вектором Аг (размерность которого также равна К).

Рис. 2. Упрощенная структурная схема двухканального компенсатора помех

В дальнейшем будем использовать следующую модель сигналов, поступающих с выходов антенных систем основного и компенсационного каналов:

и о (г) = О о (0) • и, (г) + О 0 (в) • и р (г) + по (г),

и к(г) = к • (О о (в) • и р (г) + п к (г).

Здесь: и& (г), ир (г)- соответственно комплексные огибающие полезного сигнала и

сигнала помехи, приведенные ко входам приемных устройств и полученные при единичном коэффициенте усиления антенн; па (г), пк (г) - комплексные огибающие

собственных шумов основного и компенсационного каналов соответственно, которые далее будем полагать независимыми, распределенными по нормальному закону, с нулевым математическим ожиданием и уровнями спектральной плотности N / 2 и N / 2

соответственно; К - комплексная величина, учитывающая различие в коэффициентах передачи сигнала помехи основной и компенсационной антенн:

К = О к (в)/

/Оо (в).'

где Ок(в) и Оо(в) - коэффициенты усиления антенн компенсационного и основного каналов в направлении на источник помехи.

Видно, что помеху в основном канале можно скомпенсировать, если значение К известно. При этом для компенсации помехи необходимо сигнал компенсационного канала умножить на коэффициент Ки затем вычесть его из сигнала основного канала. Поскольку реально значение К неизвестно, его необходимо оценить, для чего предлагается следующая методика.

Комплексные отсчеты ао1 (1 = 1...N,) на выходе анализатора спектра приемного устройства основного канала запишем в виде:

ао1 = аро1г( + хгает + п^, 1 = 1..^, (1)

где: 1 - номер элемента разрешения по частоте (доплеровского фильтра) (1 = 1...N); N -число доплеровских фильтров; аро1, (ppoi - амплитуда и фаза сигнала, обусловленного

помехой, на выходе 1 -го доплеровского фильтра; Х1 - коэффициент, равный единице в том случае, если доплеровский сдвиг частоты полезного сигнала соответствует частоте настройки 1 - го доплеровского фильтра, и нулю в противном случае; , ^^ -

амплитуда и фаза полезного сигнала на выходе 1 -го доплеровского фильтра; п, р^о1 -

амплитуда и фаза отсчета на выходе I -го доплеровского фильтра, обусловленные собственным шумом (СШ).

В предположении, что коэффициент усиления антенны КК в направлении на источник полезного сигнала много меньше коэффициента усиления антенны ОК, сигнал на выходе анализатора спектра приемного устройства КК можно записать как:

ак1 = К • + , (2)

где: , - амплитуда и фаза составляющей, обусловленной СШ.

Поскольку, как отмечалось выше, анализаторы спектра приемных устройств в основном и компенсационном каналах идентичны, помеху предлагается компенсировать в частотной области, вычитая из выходного отсчета г -го доплеровского фильтра основного канала выходной отсчет аналогичного доплеровского фильтра компенсационного канала, умноженный на соответствующий коэффициент Н. Таким образом, составляющая агг е Аг (рис.2) на выходе компенсатора будет равна:

агг = аог - Накг ■

Помеха будет скомпенсирована, если (1 - НК) = 0, для чего необходимо, чтобы

Н = К-1. Как видно из (1), (2) оценку требуемого значения Н можно получить, сравнивая отсчеты на выходах соответствующих доплеровских фильтров в основном и компенсационном каналах. Для того, чтобы уменьшить влияние собственных шумов и исключить возможное влияние полезного сигнала, алгоритм компенсации помехи представлен в виде следующей последовательности шагов:

1. Вычисление первого приближения оценки К (К'): КК' = ^

г=1

акг

а„

2. Расчет коэффициента передачи: Н' = Ду.

3. Выполнение предварительной компенсации помех: а'резг = ¿1ог - Н'аы.

4. Пороговая обработка (в результате этой операции определяются доплеровские каналы, в которых возможно присутствие полезного сигнала, и которые необходимо исключить с тем, чтобы коэффициент передачи Н ' рассчитывать только по помехе):

/ е 7 при (\арезг| > Апорог) ,

где Апорог - пороговое значение, которое должно обеспечить вероятность ложной тревоги при отсутствии сигнала порядка 10-3 - 10-4.

5. Вычисление оценки X : К = ^

№ аа1

6. Расчет результирующего коэффициента передачи: Н = I К

7. Компенсация помех: Аг = Ао - Лк ■ Н . (3)

Характеристики компенсатора анализировались методом математического моделирования. В частности, на рис. 3 приведен отклик приемника основного канала при воздействии широкополосной помехи (отношение сигнал/(шум+помеха) составляет -5 дБ); на рис. 4 - отклик приемника основного канала после компенсации (отношение сигнал/(шум+помеха) составляет 22.5 дБ, сигнал в 2720-ом доплеровском фильтре). Коэффициент подавление помехи составляет 27.5 дБ. На рисунках по оси абсцисс отложены номера доплеровских фильтров, по оси ординат - относительная амплитуда сигналов в каждом элементе разрешения.

а

-1

Рис. 3. Отклик приемника основного канала при воздействии широкополосной помехи

Рис. 4. Отклик приемника основного канала после компенсации

На рис. 5 представлен график зависимости коэффициента подавления помехи

^под , определенного как отношение средней мощности помехи на выходе анализатора

спектра основного канала до и после компенсации, при разных отношениях мощности помехи к мощности собственного шума (П/СШ).

5 10 15 20 25 30 35 40 45

( П / СШ ), дБ

Рис. 5. График зависимости коэффициента подавления помехи от отношения П/СШ

Рассмотренный выше компенсатор позволяет компенсировать только один источник помех. Рассмотрим возможность применения предлагаемого алгоритма компенсации для систем с достаточно большим числом (М) приемных каналов (рис. 6) для компенсации помех Р источников, находящихся на разных угловых направлениях.

Далее, исходя из предложенной схемы, будем рассматривать потенциальный максимум возможных помеховых воздействий - Р = М -1. На рисунке представлены приемные каналы К1, К2, ..., КМ , которые включают: антенные системы с диаграммами

направленности (71, (72, ..., 0М; аналоговые модули с коэффициентами усиления к1, к2,

..., кМ и приведенными ко входам приемных устройств напряжениями и1, и2, ..., им ;

цифровые приемные устройства (анализаторы спектра) ЦПУ 1, ЦПУ2, ..., ЦПУМ,

формирующие вектора комплексных спектральных отсчетов Д, Л2, ..., АМ ; суммарный

канал КС, в котором поэлементным суммированием всех векторов комплексных

спектральных отсчетов вычисляется вектор АС; ПОИ, в котором осуществляется компенсация помех в суммарном канале и формирование результирующего вектора спектральных отсчетов Аг после компенсации.

Компенсированный сигнал

Рис. 6. Структурная схема М-канального компенсатора помех

Результирующие спектральные отсчеты аг выходного вектора Аг компенсатора помех в этом случае запишем в виде:

р

аГ1 = ас г -£ ар к, 0 < г < N -1. (4)

]=1

Здесь к- весовые коэффициенты, которые должны быть выбраны таким образом,

чтобы обеспечить максимум отношения сигнал/(шум +помеха). Трудность заключается в том, что мы не имеем возможности наблюдать отдельно сигналы помех каждого из источников.

Представим спектральные отсчеты на выходах приемных устройств в виде:

- для первого компенсационного канала (К1):

р

аи = Е } ■ ар]г+ Щ,, 0 < г < N; (5)

}=1

- для второго компенсационного канала (К 2):

р

а2г = Е °21 • аРЛ+ П2г , 0 < г < N . (6)

1=1

- для М-го компенсационного канала ( КМ ):

р

аМ г = Е °М 1 • арг+ ПМ г , 0 < г < N . (7)

1 =1

для суммарного канала (КС):

м

ас = ХЛв^ + £ ¿г р , 0 <г< N;

(8)

1=1

Здесь аи , a2i, ам - комплексные амплитуды сигнала на выходах соответствующих приемных каналов для i -го элемента разрешения; 0г]. - комплексные значения коэффициентов усиления антенн М приемных каналов (первый индекс), обусловленные приходом сигналов Р источников помех (второй индекс); агр]1 - нормированные (при

единичном коэффициенте усиления антенны) комплексные амплитуды сигналов для i -го элемента разрешения, обусловленные воздействием 1 -го источника помеховых сигналов;

п,,., п

т 2i' • • •' мг

п

отсчеты, описывающие отклик приемника в соответствующем элементе

разрешения на собственные шумы - независимые случайные комплексные величины с нулевым математическим ожиданием и дисперсией а2п = А/ N0l / 2 (1 < I < М ), где А/ -полоса пропускания доплеровского фильтра, N0l /2 - уровень спектральной плотности собственного шума соответствующего канала. В дальнейшем для упрощения будем полагать, что = = ... = N0M = N0.

Отсчеты аи , а2г,..., ам (0 < I < N) являются наблюдаемыми, а приведенные выше

выражения для них представляют собой систему уравнений. Если пренебречь собственными шумами, то из (5) - (8) можно получить:

а р1г О„ 012 • .. (°1р -1 а1г

а р 2 г = 0 21 022 • .. ((2 Р аа2г

а рРг 0Р1 0Р 2 • .. 00рр аг Рг

Откуда для г -того канала (в предположении, что в этом канале отсутствует полезный сигнал) будем иметь:

аС г =

ОС1 ОС 2 • • • ОСР

Следовательно:

О11 012 •" °

21 22

'Р1 ^Р 2

01Р -1 а1г

02 Р а2г

0РР аРг

аа = Ка1г + к2а2г + • • • + крарг ■

(9)

Таким образом, отклик на помеховое воздействие в 1-ом элементе разрешения основного канала можно представить как взвешенную сумму откликов на помеховый сигнал в компенсационных каналах и, следовательно, зная весовые коэффициенты можно, в соответствии с (4) осуществить операцию компенсации. В уравнении (9) величины а1{, а21, ..., ар1 известны, однако система не решается. Для определения истинного значения этих коэффициентов дополним это уравнение аналогичными, но сформированными для других (Р -1) элементов разрешения для получения Р х Р матрицы. Получим Р уравнений с Р неизвестными:

с, * N

Р

(Р-1)- N

Р

2-N

Р

2-N

Р

а (Р-1) - N а (Р-1) - N

1, и--2,гЧ--

РР

, N 3,1+— Р

(Р-1)-N

Л N Р,'+— Р

(Р-1) - N

к,

1 < 1 <

N р

Р

вектора весовых коэффициентов:

к1, к2, ам а2,1 аз, 1

а N 1,1+— Р а N 2,1+— Р а N 3,1+— Р

К, = а 2-N 1,1+- Р а 2-N 2,1+- Р а 2-N 3,1+— Р

а1 (Р-1) - N а2 (Р-1) - N аз (Р-1) N , Р ' Р ' Р

Р

2-N

(Р-1) - N

Р

Р

ебуемые для

-1 ас ,1

ас . N С, 1+— Р

а 2-N С, 1+- Р

ас, *(Р-1)^ Р

(10)

Поскольку при анализе не учитывались собственные шумы приемных каналов, для получения устойчивого решения при учете собственных шумов необходимо по изложенной выше методике рассчитать весовые коэффициенты, используя в качестве исходных данных значения других элементов разрешения, а полученные результаты усреднить:

Р

N / Р

к, = — У к 1 < 1 < Р , 1 < 1 <

1 N

1=1

N р

Характеристики М-канального компенсатора, описанного выше, исследовались методом математического моделирования. В частности, на рис. 7 приведен отклик приемника основного канала трехканального компенсатора при воздействии двух источников широкополосных помех (отношение сигнал/(шум+суммарная помеха) составляет -5 дБ); на рис. 8 - отклик приемника основного канала после компенсации,

с,

1,

2,

3,

Р,

к

1, +

2, +

2,

к

2-М =

2-N

2-N

3,

с, +

3, +

Р, +

Р

Р

Р

Р

Р

к

Р,

Р, 1

Р

к

Р,

выполненной в соответствии с выражением (4) (полезный сигнал в 2720-ом доплеровском фильтре). Коэффициент подавления помехи в данном случае составил 24.5 дБ. На рисунках по оси абсцисс отложены номера доплеровских фильтров, по оси ординат -относительная амплитуда сигналов в каждом элементе разрешения.

Отклик приемника основного канала

О 500 1 ООО 1 500 2 000 2 500 3 000 3 500 4 000

_ии_

Рис. 7. Отклик приемника суммарного канала при воздействии широкополосных помех

(2 источника)

Отклик на выходе ПОИ

О 500 1 000 1 500 2 000 2 500 3 000 3 500 4 000

Гц

Рис. 8. Отклик приемника суммарного канала при воздействии широкополосной помехи (2

источника) после компенсации

На рис. 9 представлен график зависимости коэффициента подавления ОПОд

суммарной помехи нескольких источников многоканальными компенсаторами с числом каналов 2 ^ 6 при разных отношениях мощности результирующего помехового сигнала к мощности собственного шума. При моделировании учитывалось увеличение коэффициента усиления антенны по суммарному каналу в связи с возрастанием числа каналов.

45.00 40.00 35,00 30.00 25,00 20.00 15.00 10.00 5.00 0,00

0 5 10 15 20 25 30 35 40 45

—•—а>2 канала —«—Б) 3 канала —»—в) 4 канала —н—г} Б каналов ■ *-дь 6 каналов П

-, оЬ

СШ

Рис. 9. Зависимость коэффициента подавления мешающих сигналов нескольких источников для многоканальных компенсаторов

Проведенный анализ показал, что коэффициент подавления мешающих сигналов близок к потенциальному.

Таким образом, предложенный алгоритм:

- позволяет по данным, полученным на интервале когерентного накопления, обеспечить компенсацию помеховых сигналов нескольких источников;

- дает возможность обеспечить работу компенсатора при наличии отражений от подстилающей поверхности, принимаемых по основному лепестку диаграммы направленности антенны (поскольку последние могут быть отселектированы по частоте);

- может быть распространен на системы с достаточно большим числом приемных каналов (БРЛС с ФАР).

Литература:

1.Перунов Ю.М., Фомичев К.И., Юдин Л.М. Радиоэлектронное подавление информационных каналов систем управления оружием. - М.: Радиотехника, 2003. 415 с.

2.Цветнов В.В., Демин В.П., Куприянов А.И. Радиоэлектронная борьба: радиоразведка и радиопротиводействие. - М.: Радиотехника, 2003.248 с.

3.Монзиго Р.А, Миллер Т.У. Адаптивные антенные решетки. М.: Радио и связь, 1986. 448 с.

4.Ратынский М.В. Адаптация и сверхразрешение в антенных решетках. 2003г.

5.Обработка сигналов в многоканальных РЛС/ А.П.Лукошкин [и др.]/. М.,: Радио и связь, 1983. 328 с.

6.Когерентный автокомпенсатор помех для многоканальных импульсно-доплеровских бортовых радиолокационных станций: Патент № 2374661/ Буров А.С., Голосов П.В., Родзивилов В.А., Загородний В.Г., Колотов С.А. Заявлено 27.11.09.

electronic scientific and technical periodical

SCIENCE and EDUCATION

_EL № KS 77 - 3Ü56'». .V;II421100025, ISSN 1994-jMOg_

Modified algorithm of compensation of interferences for pulsed-Doppler BRLS on the basis of direct calculation of weight coefficients

77-30569/293307 # 01, January 2012

Rodzivilov V.A., Kolotov S.A., Golosov P.V.

The article describes an algorithm for compensation distortions in sidelobes of a beamformer. Due to using received signal redundancy in frequency domain the algorithm doesn't need any extra time for adaptation when the signal-distortion situation changes. The algorithm could be applied in multichannel pulse Doppler radars. The research was based on linear algebra and mathematical modeling.

Publications with keywords: noise, algorithm canceller Publications with words: noise,

Bauman Moscow State Technical University

[email protected] [email protected] [email protected]

Reference

1. Perunov Iu.M., Fomichev K.I., Iudin L.M, Radio electronic suppression of information channels weapon control systems, Moscow, Radiotekhnika, 2003, 415 p.

2. Tsvetnov V.V., Demin V.P., Kupriianov A.I Radio electronic warfare: radio reconnaissance and radio countermeasure, Moscow, Radiotekhnika, 2003, 248 p.

3. Monzigo R.A, Miller T.U., Adaptive antenna arrays, Moscow, Radio i sviaz', 1986, 448 p.

4. Ratynskii M.V., Adaptation and superresolution in antenna arrays, 2003.

5. A.P.Lukoshkin, et al., Signal processing in multichannel RLS, Moscow, Radio i sviaz', 1983, 328 p.

6. Burov A.S., Golosov P.V., Rodzivilov V.A., Zagorodnii V.G., Kolotov S.A., Patent 2374661, Coherent interference automatic compensator for multi-channel pulse-Doppler airborne radar stations, 27.11.09.