CC BY
24
С. А. Шерстюков А. Н. Буравцова C. C. Печников
доктор технических наук, доцент
МОДЕЛИРОВАНИЕ СПОСОБА КОМПЕНСАЦИИ ИСКАЖЕНИЙ РАДИОСИГНАЛОВ С АМПЛИТУДНО-ФАЗОВОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ В КВАДРАТУРНОМ ФОРМИРОВАТЕЛЕ
MODELING THE METHOD FOR COMPENSATING RADIO SIGNAL WITH AMPLITUDE-PHASE MODULATION DISTORTIONS IN QUADRATURE DRIVER
В статье рассмотрены особенности спектрально-эффективных радиосигналов и принципы формирования сигналов с дифференциальной квадратурной амплитудной модуляцией со сдвигом п / 4. Предложен способ компенсации искажений радиосигналов с амплитудно-фазовой модуляцией в квадратурном формирователе. Осуществлено моделирование схемы компенсации искажений, а также рассмотрена возможность её применения для нелинейного усиления сигналов с переменной огибающей.
The article considers the features of spectrally effective radio signals and the principles of signal formation by differential quadrature amplitude modulation with a shift of п /4. A method is proposed for compensating for distortion of radio signals with amplitude-phase modulation in a quadrature driver. A distortion compensation scheme is modeled, and the possibility of its application for non-linear amplification of signals with a variable envelope is considered.
Введение. В большинстве современных стандартов цифровой радиосвязи используются сигналы с квадратурной модуляцией, принципы формирования и приема которых основаны на квадратурных преобразованиях. Отсутствие управляемых реактивных элементов и частотно-избирательных цепей позволяет осуществлять в широком диапазоне несущих частот квадратурную фазовую манипуляцию QPSK, модуляцию с минимальным частотным
182
сдвигом MSK, предмодуляционную гауссовскую фильтрацию GMSK, спектрально эффективную модуляцию п / 4-DQPSK, FQPSK (модуляция Феера) и другие разновидности цифровой модуляции [1]. В системах с амплитудно-фазовой модуляцией в течение интервала передачи одного элементарного сигнала амплитуда и фаза могут принимать значения, выбранные из ряда возможных дискретных значений амплитуд и фаз [2]. Для аппаратурной реализации квадратурной модуляции широко используются сигнальные процессоры основной полосы частот и векторные модуляторы для переноса спектра модулирующего сигнала в область промежуточной или несущей частот. Задачей сигнального процессора является формирование такой передаточной функции модема, которая обеспечивала бы плавные переходы цифрового модулирующего сигнала для снижения выходных внеполосных излучений и повышения спектральной эффективности радиосигналов.
Особенности сигнала п / 4-DQPSK. Одним из наиболее спектрально эффективных сигналов является сигнал с дифференциальной квадратурной амплитудной модуляцией со сдвигом п / 4 (п / 4-DQPSK). На рис. 1 представлена схема моделирования формирователя радиосигнала с модуляцией п / 4-DQPSK. На вход модели модулятора «PI4DQSK_ ModTuned» подается высокочастотное синусоидальное колебание генератором несущей «V_1Tone», а источником напряжения «VtLFSR_DT» является псевдослучайная битовая последовательность импульсов. Выходной сигнал модулятора «PI4DQSK_ ModTuned» на промежуточной частоте проходит через полосовой (сглаживающий) фильтр «BPF_RaisedCos», ограничивающий внеполосные излучения. Сигналы проходят через фильтр таким образом, чтобы при максимальном сжатии полосы искажения сигнала были минимальными. Таким фильтром является фильтр с характеристикой в виде «приподнятого косинуса» [3]. Директивы управления схемы происходят с помощью контроллера огибающей «Envelope» и блока переменных, в которые включаются выражения, связывающие параметры расчета.
После прохождения через сглаживающий фильтр (рис. 1) сигнал складывается с шумовой составляющей, результат можно визуализировать и контролировать «качество» модулированного сигнала с помощью «сигнального созвездия».
На рис. 2, a изображено идеальное «сигнальное созвездие» радиосигнала п / 4-DQPSK при а=1, на рис. 2, б показано «сигнальное созвездие» с джиттером при а=0. Видно, как уменьшение коэффициента сглаживания влияет на увеличение значения межсимвольной интерференции, при а =1 она практически отсутствует.
Основными характеристиками для п / 4-DQPSK сигнала при его передаче по эфиру являются частотный спектр и огибающая амплитуда. Сигнальные созвездия, представленные на рис. 2 (а, б), описывают //Q-состояния, находящиеся в устойчивых положениях во времени только в символьных точках. Между этими моментами времени возникают переходы. Сигнальное созвездие для кодированного сигнала п / 4-DQPSK показывает, что траектория не проходит через точку (0, 0), после каждого переданного символа осуществляется дополнительный сдвиг фазы на п / 4 (45°), который ограничивает максимальный фазовращатель 135°. Это гарантирует, что переход между двумя символами не пересекает начало координат и всегда передается только одна амплитуда несущей. Комплексная огибающая сигнала представляется выражением A(t) = (t). Мгновенное значение амплитуды A(t) может быть представлено в виде вектора, выходящего из начала координат, а фаза 9(t) — как угол между вектором и положительным направлением оси абсцисс. Таким образом, в процессе модуляции вектор осуществляет вращательно-колебательное движение вокруг начала координат. Траектория движения
конца вектора при модуляции случайной последовательностью дибитов описывает огибающую значительную амплитудную модуляцию, которая является принципиальным элементом п/4-DQPSK сигнала.
Рис. 1. Схема моделирования формирователя радиосигнала с модуляцией п / 4-DQPSK
На рис. 2, в представлен спектр п / 4-DQPSK сигнала, модулированный последовательностью прямоугольных импульсов, имеющий спектр в форме функции sin(x)/x, однако этот спектр сдвинут на несущую частоту. Из рисунка видно, что спектр п / 4-DQPSK сигнала компактен. Значения параметров цифрового сигнала в эфире менее 20 кГц, при уровне излучении на границе с соседним каналом приблизительно равном -60 дБ. При реализации устройства неизбежны аппаратные погрешности, связанные с неидеальностью отдельных звеньев тракта, поэтому реальный спектр несколько отличается от теоретического.
а б в
Рис. 2: а — идеальное «сигнальное созвездие» радиосигнала п / 4-DQPSK; б — «сигнальное созвездие» п / 4-DQPSK; в — спектр п / 4-DQPSK сигнала
На рис. 3 приведена структурная схема базового модулятора п / 4-DQPSK. Поток данных без возвращения к нулю (БВН), поступающий на модулятор, разделяется на два отдельных потока БВН с помощью последовательно-параллельного преобразователя.
Рис. 3. Структурная схема модулятора п / 4-DQPSK
Из исходного цифрового потока С т последовательнопараллельный кодер образовывает два параллельных потока дибитов (символов) А к и В к, при этом [А к, В к = С 2к-1,С 2к]. Период символа Т5 = 2ТЬ, где Ть — период бита.
Кодирующее устройство из потоков дибитов А к, В к формирует модулирующие последовательности синфазного (I) и квадратурного каналов, раздельно подающиеся на перемножители после фильтров низких частот (ФНЧ). На первый вход перемножителя канала I подается сигнал несущей созш1, а на второй вход перемножителя канала Q — квадратурная несущая, т.е. сигнал, сдвинутый по фазе на 90° ( зт^).
Синфазные и квадратурные компоненты ¿к, qk, которые поступают на балансные модуляторы, таковы:
^ = 1(к-1)Соз[Афк{А к,В - Ц(к-1)5т[Афк{А к,В к}], Чк = Нк-1) $т[Афк{А к,В к}] + ц(к-1)со5[А^к{А к,В к}] ,
значения О^т (к) определены для соответствующих значений А к, и В к как
(1) (2)
Аф = <
Зп
— для А к = 1,В к = 1, Зп
— для А к = 0,В к = 1,
^ для А к = 0,В к = 0, п
-- для А к = 1,В к = 0. 4
Затем выходные данные суммируются для получения четырехфазного сигнала. Таким образом, для каждого X; фаза несущей обновляется с использованием следующего соотношения для сигнала, когда его мощность равна S0:
5 о(^) = V2 5 о соз^ + (рк)=^2 5 о соз(М + (рк+1) = (3)
0 соз(1ксозш1 + Qksmwt),
где 1к = созфк, а (¿к = зтфк-
Переходы фазы не зависят от текущей фазы несущей, создаваемой при п / 4-DQPSK, и содержат максимальное значение сдвига на 3п / 4. На рис. 4 обозначено восемь отдельных фаз несущей, но только четыре перехода, не зависящих от текущей фазы. Возможные значения обновления фазы несущей (к) £ {±п/4, ±Зп/4} сдвинуты на 45°относительно фазы предыдущей пары бит. Переход от одного символа к другому происходит минуя нуль.
Обеспечение приемлемых энергетической и спектральной эффективностей является наиболее важным требованием к подвижным системам радиосвязи с цифровой модуляцией. В большинстве случаев производители радиоэлектронного оборудования для усиления цифровых радиосигналов используют нелинейные усилители, что приводит к расширению выходного спектра и появлению паразитных помех по соседнему каналу. В этом случае необходимо увеличивать разнос каналов, что приводит к снижению спектральной эффективности. Попытки решения данной проблемы разработчиками радиоэлектронной аппаратуры (РЭА) предпринимаются постоянно, однако идеального компромисса между повышением спектральной эффективности и снижением энергетической эффективности не существует. Для использования нелинейных усилителей с высоким КПД на их входе требуется присутствие постоянной огибающей, которая у вышеназванных типов радиосигналов является переменной (изменяющейся). Кроме того, одним из недостатков схем с применением квадратурных модуляторов является возможность рассинхронизации квадратурных составляющих, в связи с чем был предложен способ компенсации искажений радиосигналов с амплитудно-фазовой модуляцией в квадратурном формирователе.
0-е Зтт/4 1 OF тГ'1 0 77/4
i7T> /1 V/ .......Щ
к 0^0 °
«К^О
-Зтт/4 0 1V & 1
Рис. 4. Переходы фазы несущей при п / 4-DQPSK
Моделирование способа компенсации искажений радиосигналов в квадратурном формирователе Для рассмотрения способа компенсации искажений радиосигналов в квадратурном формирователе с амплитудно-фазовой модуляцией в системе автоматизированного проектирования «Advanced Design System» было осуществлено моделирование тракта преобразования сигнала п / 4-DQPSK.
На рис. 5 представлена схема моделирования компенсации искажений радиосигналов с амплитудно-фазовой модуляцией в квадратурном формирователе. Директивы управления схемы выполняются с помощью контроллера огибающей «Envelope» и блока переменных, в которые включаются выражения, связывающие параметры расчета. Элемент «Data» является источником случайного потока данных БВН со скоростью 32 кБит/с и длительностью бита Ть, который поступает в последовательно-параллель-
ный преобразователь «SymbolSpUtter» и разделяется на два потока I и Q. Четыре различных фазовых состояния, которые формируются схемой преобразования последовательных дибитов в символы, сохраняются в течение сигнального интервала Т3, который равен длительности двух битов Т3 = 2ТЬ [1]. Сформированные последовательности с символьной скоростью в два раза меньшей скорости входного битового потока поступают на элемент «EncoderIQ». Предполагается, что входные сигналы данных представлены в двоичном формате БВН с уровнем логического 0 при -1 В и уровнем логической 1 при +1 В.
«EncoderIQ» осуществляет дифференциальное кодирование данных в соответствии с форматом п / 4-DQPSK. При начальных условиях 10 = 1 Q0 = 0, А к и В к обозначают логические состояния входных данных / и <2 •
Рис. 5. Схема компенсации искажений радиосигналов с амплитудно-фазовой модуляцией в квадратурном формирователе
Поэтому скорость следования символов равна половине скорости следования бит, и так как скорость модуляции уменьшается, то полоса сигнала также уменьшается.
Кроме того, дифференциальная природа схемы означает, что первый переданный символ является опорным и не передает никакой информации. Дифференциально кодированные данные проходят через сглаживающий фильтр «LPF_RaisedCosme» с характеристикой в виде приподнятого косинуса [3]. Высокочастотный генератор «N_Tones» формирует синусоидальный сигнал несущей /с на частоте 1 МГц, а фазовращатель «PhaseShiftRF» осуществляет сдвиг на п/2 и преобразует его в косинусоидальный сигнал.
Б^) = Б^ОБ^, = —52зтш1. (4)
Сглаженные квадратурные компоненты представим в следующем виде:
1(1) = Ас(г)соз<р, = А3(фтф , (5)
где Ас(1), А$(£) — амплитуды компонент.
Стандартный сигнала п / 4-DQPSK будет получен в результате модулирования отфильтрованных синфазной 1(1) и квадратурной Q(t) составляющих в квадратурном модуляторе «QAM_ModExtOsc»
= АсфБ^озфсоз^ — Ас^Б^т^тМ = А(1)соз[М + ф] , (6)
где при Б1 = Б2 = 1, А&) = ^Ас (^соз2^) + (0зт2(0 — огибающая сигнала; (р1(€) = агсЩ(А8(г)/Ас^уз^Я) — фаза сигнала.
Для приведения формы сигнала п /4-DQPSK к постоянной огибающей необходимо сформировать сигналы узкополосной фазовой модуляции с индексом модуляции m < 0,5. В связи с тем, что индекс формируемой квадратурными модуляторами фазовой модуляции будет определяться мгновенными значениями амплитуды сигналов l(t) и Q(t), элементы «Gain» осуществляют их ослабление. Увеличение индекса фазовой модуляции более m > 0,5 ведет к возникновению паразитной амплитудной модуляции.
В идеальные синусные и косинусные функциональные преобразователи «Cos» и «Sin» поступают фильтрованные сигналы с нелинейной структурой l(t) и Q(t). Выходные сигналы функциональных преобразователей Qcos(t) Qs\n(t), а также Icos(t) и Is\n(t) являются коррелированными.
Qcos(t) = Uqcos[Q(t)], QSin(t) = Uqsin[Q(t)]. (7)
Icos(t) = Ui arctg[I(t)], Isin(t) = Ut sin[/(t)]. (8)
Взаимокоррелированность может быть выражена как Qcos(t) = Sin(arCCOS[Qsin(0],
= sin(arccos[/sin(t)]). (9)
На рис. 6 в увеличенном масштабе на временной диаграмме представлены значения квадратурной и синфазной составляющих сигнала на выходе функциональных преобразователей. Наблюдается корреляция косинусоидального и синусоидального преобразования.
Рис. 6. Временная диаграмма квадратурной составляющей сигнала на выходе
функциональных преобразователей
Максимумы и Q3in(t) в точках 1, 3, 6, 8 соответствуют максимумам 1С03(I)
и средним значениям 13т(£). Максимумы 1С03(I) и 131П(1) в точках 2, 4, 5, 7 соответствуют максимумам Qcos(t) и средним значениям Q3in(t). Таким образом, осуществляется синхронизация квадратурных составляющих модулятора. Выходные сигналы функциональных преобразователей являются модулирующими сигналами для квадратурных модуляторов «QAM_ModExtOsc», при этом необходимым условием формирования сиг-
налов правильной формы является умножение @^п(0и Isin(t) на синусоидальную высокочастотную составляющую, а Qcos(t) и Icos(t) — на косинусоидальную. На выходе квадратурных модуляторов формируются радиосигналы с фазовой модуляцией и постоянной огибающей uq(î) и Uj(t) , что позволяет для их усиления использовать высокоэффективный нелинейный режим работы усилителя мощности.
uQ(t) = UqS1(cosMtcos[Q(t)] - sinwtsm[Q(t)]) = SQ cos(ut + [Q(t)]), (10) u,(t) = UiS2(cosMtcos[I(t)] - sinwtsm[/(t)]) = S, cos(ut + [I(t)]), (11)
где sq = UqS1 и Sj = UiS2 — постоянная амплитуда.
В результате объединения двух фазомодулированных сигналов получаем результирующий сигнал E(t):
E(t) = uQ(t) + u,(t) = SQ cos(ut + [Q(t)]) + S, cos(ut + [/(t)]) = (12)
2ut+ I(t)+Q(t) I(t)-Q(t)
= Zbnb,cos-cos-.
y ' 2 2
На рис. 7, а представлены временная диаграмма сигнала п / 4-DQPSK и линеаризованная составляющая сигнала п / 4-DQPSK на входе нелинейного усилителя мощности с коэффициентом усиления G=5 и значением точки пересечения третьего порядка (TOI) = 30 dB. На рис. 7, б представлены временные диаграммы сигналов на выходе усилителя. Можно наблюдать наличие выраженных искажений усиленного сигнала ж / 4-DQPSK.
Рис. 7. Временная диаграмма сигнала п / 4-О0Р8К и линеаризованная составляющая сигнала: а — на входе нелинейного усилителя; б — на выходе усилителя
На рис. 8 представлены спектр сигнала п / 4-О0Р8К и линеаризованного сигнала Е(1) на входе (а) и выходе (б) нелинейного усилителя мощности. Можно отметить, что спектры сигналов идентичны до усиления. На уровне -60 ёБ спектр сигнала п / 4-О0Р8К увеличивается на 64 кГц относительно линеаризованного сигнала Е(1).
(а) (б)
Рис. 8. Спектр сигнала п / 4-DQPSK и линеаризованного сигнала Б(1;): а — на входе; б — на выходе нелинейного усилителя мощности
Заключение. В результате анализа способа компенсации искажений радиосигналов с амплитудно-фазовой модуляцией в квадратурном формирователе на примере сигнала п / 4-DQPSK можно сделать вывод, что данный способ позволяет осуществлять корреляцию квадратурных составляющих модулятора для синхронизации и минимизации ошибок в процессе модуляции. При применении данного способа из амплитудно-фазо-модулированного сигнала с переменной огибающей формируются сигналы с фазовой модуляцией и постоянной огибающей, что позволяет применять высокоэффективные нелинейные режимы работы усилителя мощности.
ЛИТЕРАТУРА
1. Феер К. Беспроводная цифровая связь. Методы модуляции и расширения спектра : пер. с англ. — М. : Радио и связь, 2000. — 520 с.
2. Шерстюков С. А., Печников С. С. Способ повышения спектральной эффективности радиосигналов с амплитудно-фазовой модуляцией // Вестник Воронежского института МВД России. — 2019. — № 2. — С. 192—198.
3. Печников С. С. Увеличение времени работы средств радиосвязи, стоящих на вооружении в органах внутренних дел // Общественная безопасность, законность и правопорядок в III тысячелетии. — 2019. — № 5-2. — С. 180—184.
4. Шерстюков С. А., Буравцова А. Н. Анализ способов ослабления искажений квадратурных формирователей радиосигналов с угловой и амплитудно-угловой модуляцией // Охрана, безопасность, связь — 2019 : материалы международной научно-практической конференции. — Воронеж : Воронежский институт МВД России, 2019. — С. 9—14.
5. Шерстюков С. А., Печников С. С. Повышение энергетических свойств радиопередающих устройств, формирующих высокоэффективные радиосигналы с цифровой модуляцией // Охрана, безопасность, связь - 2018 : материалы международной научно-практической конференции. — Воронеж : Воронежский институт МВД России, 2018. — С. 4—8.
6. Овчинников А. М., Воробьев С. В., Сергеев С. И. Открытые стандарты цифровой транкинговой радиосвязи : материалы технической информации. — М. : Связь. МЦНТИ, Мобильные коммуникации, 2000. — 166 с.
7. Квадратурные формирователи радиосигналов / С. А. Шерстюков [и др.] ; под ред. П. А. Попова. — Воронеж : Воронежский институт МВД России, 2001. — 176 с.
REFERENCES
1. Feer K. Besprovodnaya tsifrovaya svyaz. Metodyi modulyatsii i rasshireniya spectra : per. s angl. — M. : Radio i svyaz, 2000. — 520 c.
2. Sherstyukov S. A., Pechnikov S. S. Sposob povyisheniya spektralnoy effektivnosti radiosignalov s amplitudno-fazovoy modulyatsiey // Vestnik Voronezhskogo instituta MVD Rossii. — 2019. — # 2. — S. 192—198.
3. Pechnikov S. S. Uvelichenie vremeni rabotyi sredstv radiosvyazi, stoyaschih na voor-uzhenii v organah vnutrennih del // Obschestvennaya bezopasnost, zakonnost i pravoporyadok v III tyisyacheletii. — 2019. — # 5-2. — S. 180—184.
4. Sherstyukov S. A., Buravtsova A. N. Analiz sposobov oslableniya iskazheniy kvadra-turnyih formirovateley radiosignalov s uglovoy i amplitudno-uglovoy modulyatsiey // Ohrana, bezopasnost, svyaz — 2019 : materialyi mezhdunarodnoy nauchno-prakticheskoy konferentsii. — Voronezh : Voronezhskiy institut MVD Rossii, 2019. — S. 9—14.
5. Sherstyukov S. A., Pechnikov S. S. Povyishenie energeticheskih svoystv radio-peredayuschih ustroystv, formiruyuschih vyisokoeffektivnyie radiosignalyi s tsifrovoy modulyatsiey // Ohrana, bezopasnost, svyaz — 2018 : materialyi mezhdunarodnoy nauchno-prakticheskoy konferentsii. — Voronezh : Voronezhskiy institut MVD Rossii, 2018. — S. 4—8.
6. Ovchinnikov A. M., Vorobev S. V., Sergeev S. I. Otkryityie standartyi tsifrovoy trankingovoy radiosvyazi : materialy tehnicheskoy informatsii. — M. : Svyaz. MTsNTI, Mo-bilnyie kommunikatsii, 2000. — 166 s
7. Kvadraturnyie formirovateli radiosignalov / S. A. Sherstyukov [i dr.] ; pod red. P. A. Popova. — Voronezh : Voronezhskiy institut MVD Rossii, 2001. — 176 s.
СВЕДЕНИЯ ОБ АВТОРАХ
Шерстюков Сергей Анатольевич. Профессор кафедры инфокоммуникационных систем и технологий. Доктор технических наук, доцент.
Воронежский институт МВД России.
E-mail: sherstukov@vimvd.ru
Россия, 394065, г. Воронеж, проспект Патриотов, 53. Тел. +7 (473) 200-52-26.
Буравцова Анна Николаевна. Адъюнкт.
Воронежский институт МВД России.
E-mail: annaburavcova@yandex.ru
Россия, 394065, г. Воронеж, проспект Патриотов, 53. Тел. (473) 200-52-23.
Печников Сергей Сергеевич. Адъюнкт.
Воронежский институт МВД России.
E-mail: orl_os@mail.ru
Россия, 394065, г. Воронеж, проспект Патриотов, 53. Тел. +7 (473) 200-52-31.
Sherstyukov Sergey Anatolevich. Professor of the chair of Infocommunication Systems and Technologies. Doctor of Technical Sciences, Assistant Professor.
Voronezh Institute of the Ministry of the Interior of Russia.
E-mail: sherstukov@vimvd.ru
Work address: Russia, 394065, Voronezh, Prospect Patriotov, 53. Tel. +7 (473) 200-52-26.
Buravtsova Anna Nikolaevna. Post-graduate cadet.
Voronezh Institute of the Ministry of the Interior of Russia.
E-mail: annaburavcova@yandex.ru
Work address: Russia, 394065, Voronezh, Prospect Patriotov, 53. Tel. (473) 200-52-23.
191
Pechnikov Sergey Sergeevich. Post-graduate cadet. Voronezh Institute of the Ministry of the Interior of Russia. E-mail orl_os@mail.ru
Work address: Russia, 394065, Voronezh, Prospect Patriotov, 53. Tel. +7 (473) 200-52-31.
Ключевые слова: радиосигнал; квадратурный модулятор; амплитудно-фазовые искажения; сигналы с высокой спектральной эффективностью.
Key words: radio signal; quadrature modulator; amplitude-phase distortions; signals with high spectral efficiency.
УДК 621.376
ИЗДАНИЯ ВОРОНЕЖСКОГО ИНСТИТУТА МВД РОССИИ
Леженин А.В.
Процессуальные правоотношения в различных видах деятельности органов внутренних дел: теория и законодательство : монография / А.В. Леженин, М.В. Скрынникова. — Воронеж: Воронежский институт МВД России, 2018. — 73 с.
В монографии рассмотрены общетеоретические и отраслевые доктрины процессуальных отношений, особенности возникновения и реализации процессуальных правоотношений в административной, уголовно-процессуальной и оперативно-розыскной деятельности.
Для курсантов, студентов и слушателей юридических факультетов образовательных учреждений высшего профессионального образования МВД России, научных работников, сотрудников органов внутренних дел.
