Моделирование обработки многопозиционных сигналов Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

Секция радиоприемных устройств и телевидения

УДК 621.396.02.53

Д.В. Плаксиенко

МОДЕЛИРОВАНИЕ ОБРАБОТКИ МНОГОПОЗИЦИОННЫХ СИГНАЛОВ

В настоящее время перспективно применение дискретных многопозиционных сигналов. Это и дискретно-адресные системы, и системы многократной телеграфии (частотная телеграфия, многопозиционная частотная телеграфия), и современные системы с Б и Е кодами, в которых последовательно - параллельно во времени передаются элементарные посылки длительностью Тс одной или нескольких .

В реальных условиях процессы на выходах фильтров соседних каналов с перекрывающимися амплитудно-частотными характеристиками (АЧХ) имеют статистические взаимосвязи тем большие, чем больше взаимные перекрытия АЧХ (рис.1). Детальное рассмотрение процедуры разделения сигналов по частотному ,

перекрывающихся АЧХ фильтров можно говорить не о зависимых вообще процессах в каналах устройства приема, а о попарно зависимых по шумам процессах соседних по частоте каналов. Учет зависимости процессов в каналах приема важен при использовании для обработки многопозиционных сигналов нелинейных либо линейно-логических процедур оптимизации [6].

К,й(со)

К1 К2 Кз

Рис.1

Применение кодовых сигналов, в состав которых входят несколько одноименных элементарных посылок (например, 0 и 1), приводит к ситуациям, когда полосы частот разделительных фильтров принципиально не согласованы с мгновенными спектрами сигналов. Неоптимальная обработка элементарных посылок снижает помехоустойчивость приема в целом. Рассмотрим вопросы моделирования обработки многопозиционных сигналов. Возможны следующие статистические ситуации при обработке ш-позиционных сигналов:

Первая ситуация. В одном канале воздействует огибающая аддитивной смеси сигнала и шума, распределенная по закону Райса [3]

тиг X W1 = — ехр

а

V

х2 + А 2а2

2 Л

Ах V 2а'у

(1)

в других каналах - огибающие шума, распределенные по закону Релея [3]

х

W2 =— ехр

х

2а2

(2)

при этом АЧХ фильтров не перекрываются, т. е. процессы на входах СПР незави-( ).

Вторая ситуация. Аналогична первой, только процессы в соседних каналах, в соответствии с АЧХ, представленными на рис. 1, попарно зависимы (зависимы по - ).

Третья ситуация. В одном канале присутствует огибающая аддитивной смеси сигнала и шума, распределенная по закону Райса (Wi), в соседних каналах - огибающие сигнала и шума, также распределенные по закону Райса (Wi+1 и Wi—1), а в каналах, отстоящих от сигнального через один и далее, - распределенные по закону Релея (Wi+2 и Wi-2 и т.д.). Это будет соответствовать случаю, когда АЧХ фильтров перекрываются настолько, что в двух соседних каналах процессы будут распределены по законам Райса с разными А1, т.е.

х

Жі =—ехр а

ґ х2 + А..2Л

2а2

А Л

2а2

х

г

№»1 =—ехР

х2 + А

2\

і+1

2а2

У

ґАи+хл

2а2

х

=—ехр а

х2 + А-2 2а2

1п

Wi

х

і—2

ехр

У

,2 Л

2а2

W

х

Ґ

W—2 =-ехр а

х

і+2

ехр

/

V

2

х

2а2

(3)

, -

работки двоичных сигналов [4], применимы при обработке многопозиционных . [5] -

0

0

0

ционной частотной телеграфии для случая трех сигналов, реализующее метод комбинированного сложения. Его работа детально проанализирована в [6,7]. Схема устройства представлена на рис. 2, где УПЧ-усилитель промежуточной частоты приемника, ?! - регуляторы уровня, Ф1 - фильтры, Д1 - детекторы, ФНЧ1 - фильтры нижних частот, С1 - сумматоры. Суть работы устройства состоит в том, что все сигналы попарно обработаны в соответствии со способом [4] по правилу

х(/)() = к ()-Кхк)()]•1 • 1х()-Кхк()];

Хк )( ) = [хк ( )-Кх()( )]• 1 • [х* ( )-Кхг ( )]

(4)

где X{ ^) и Хк (^) - огибающие процессов на входах, а х(/) и х]^() - на выходах (при замкнутых обратных связях) детекторов 1 -го и к -го каналов.

Рис.2

К - коэффициент обратной связи (меняется в пределах 0 < К < 1).

Именно регуляторы уровня, ФНЧ и обратные связи реализуют алгоритм комбинированного сложения (4) в устройстве (рис. 2), последнее детально описано в [6,7].

[6]

для оценки помехоустойчивости обработки многопозиционных сигналов:

Рт =

т -1

2¥

А/Т

+3,8И

- 7,6

2Д6

-ехр

А/Т

+1,9,

4,/т

- 2,4

2

2

И

2

+

2

+ ехр

2И

а/Т

- + 3,8И

- 7,6

2,16

(5)

Соотношение (5) позволяет оценить помехоустойчивость приема сигналов при И2 >> АГП Т , т.е. при больших сигналах, где И2 = Рс /Рш АГПТ - отношение энергии элемента сигнала к спектральной плотности помехи, Рс / Рш - отношение мощностей сигнала и шума, АГП -

, - [3].

( . 2)

.

взаимосвязями описано в [1,7]. Огибающие независимых процессов также могут быть получены методом, описанным в [7]. Полная схема моделирования для случая бинарных сигналов с учетом переходных процессов в устройствах разделения ( ) , . 3,

1.

Блок формирования сигнальной составляющей , инвертор и ФНЧ, анало-

1, 2, -ровать процессы на выходах детекторов, подчиненные закону Райса (Релея) с учетом переходных явлений. Генераторы и фильтры (а не ФНЧ) позволяют сформировать независимые и зависимые процессы У1 и У2 [1, 2].

На рис. 4 для случая независимых процессов приведены полученные статистическим моделированием на ЭВМ результаты анализа вероятности ошибочного приема трех позиционных сигналов от коэффициента К для Д/ Т = 4 при различных соотношениях сигнал/шум линейным приемником и приемником, реализующим метод комбинированного сложения, где кривая 1 - для соотношения Рс/Рш =2, кривая 2 - для соотношения Рс/Рш =4. Точками А и В нанесены значения вероятности ошибочного приема для обычной обработки [3], точками С и Д - значения, рассчитанные по формуле (4) при К = 1 для Рс/Рш, равных 2 и 4 соответственно.

2

Рис.3

ош

10-1

10-*

10-

ю-'

ЛГпТ=4

^ 1

в

0.2

0.4 0.6 0.8

Рис.4

К

Рассмотрение кривых показывает, что применение нелинейной обработки позволяет повысить помехоустойчивость на порядок и более при наличии рассогласования между параметрами сигналов и приемника. Сопоставление положения кривых и расчетных точек показывает, что при К = 0 для Рс/Рш > 3 (обычный ) -. К = 1 , (6), -

шенные значения вероятности ошибочного приема по сравнению с результатами , Рс/Р > 3

(6) [6] .

ЛИТЕРАТУРА

1. Галустов ГГ. Моделирование случайных процессов и оценивание их статистических характеристик. М.:Радио и связь, 1999. 120с.

2. Галустов ГГ., Плаксиенко Д.В. Моделирование стохастической взаимосвязи процессов

//

ТРТУ. 2001. Таганрог. С.21-24.

3. Финк Л.М. Теория передачи дискретных сообщений. М.: Сов. радио, 1970. 728с.

4. Ах. 1067613, МКИ Н 04 27/00. Способ некогерентного приема двоичных сигна-лов/Плаксиенко В.С. (СССР). Б.И., 1984. №2.

5. Ах. 1427595 А1, МКИ Н 04 Ь 27/14. Устройство для детектирования сигналов многопозиционной частотной телеграфии/Плаксиенко В.С., Лантратов О.И., Сучков П.В., Плак-сиенко Н.Е. (СССР). Б.И., 1988. №36.

6. Плаксиенко ДМ. Обработка многопозиционных сигналов. Деп. в ВИНИТИ, №102115214/15 а-39 от 29.03.01, 21с.

7. .. . . ,

№3731-В99 от 15.12.1999, 408с.

УДК 621.391

В.И. Литюк

АНСАМБЛИ КОДОВЫХ ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОСТЕЙ С ЗАДАННЫМИ

СВОЙСТВАМИ

В настоящее время для эффективного использования отводимого диапазона частот одновременно многими абонентами используется метод, основанный на их , -( ). , являющихся основными для этого вида радиосвязи, и полностью определяется свойствами применяемых ансамблей сложных сигналов при условии, что каждый из сигналов ансамбля объединен единым правилом построения, определяющих их индивидуальные и совместные характеристики [1].

Для снижения уровня внутрисистемных помех сигналы из ансамбля должны обладать следующими свойствами: а) иметь автокорреляционную функцию (АКФ) КА(п) в виде “5-функции”; б) иметь взаимокорреляционные функции (ВКФ) Кв(п) равными нулю, т.е. должны быть “ортогональными в точке и на временном интер-

”.

последовательности (ДКП), используемые для модуляции дискретных частотных ( ) .

ДКП с указанными свойствами реализуется поэтапно.