Моделирование импульсной характеристики протяженной квазипериодической поверхности Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

Секция радиотехнических и телекоммуникационных

систем

УДК 621.396.96

При исследовании рассеивающих свойств поверхностей сложной геометрической формы в случае воздействия модулированного радиосигнала с произвольными параметрами мощным инструментом является использование импульсной характеристики [1]. Импульсная характеристика несет полную информацию о геометрических параметрах объекта и однозначно определяет связь между зондирующим и отраженным сигналами.

Получение аналитического решения для импульсной характеристики кф поверхности сложной формы является весьма трудоемкой задачей, что объясняется сложностью физических процессов взаимодействия электромагнитных волн (ЭМВ) .

протяженной поверхности сложной геометрической формы представляет собой .

По определению импульсная характеристика есть реакция системы на <5-импульс (5-функцию Дирака). На практике используют импульсы, имеющие огра-, -ристику или коэффициент передачи, ширина полосы частот которого определяется шириной спектра зондирующего сигнала. Очевидно, что длительность импульса для получения импульсной характеристики определяется минимальным интервалом дискретизации зондирующего сигнала, выбранного согласно теореме Котельникова. Таким образом, необходимо априорно знать максимальную частоту в спектре зондирующего сигнала /тах. Задачу будем решать для поверхности, удовлетворяющей методу малых возмущений ак<<Я. Геометрия задачи представлена на рис. 1,а. В точке О находится приемопередатчик на высоте 20 от средней плоскости поверхности 1(х) (1). Необходимо определить временную зависимость комплексной амплитуды электромагнитного поля в точке приема, совпадающей с точкой излучения. Для упрощения в качестве модели поверхности будем использовать гармоническую функцию вида

где а - амплитуда плоской волны; тз = х3/'д- волновое число поверхностной

волны; Л- длина поверхностной волны, є- начальная фаза.

Представим непрерывную функцию (1) совокупностью элементарных площадок (рис.1,а).

М.В. Потипак

МОДЕЛИРОВАНИЕ ИМИУЛЬСИОИ ХАРАКТЕРИСТИКИ ПРОТЯЖЕННОЙ КВАЗИПЕРИОДИЧЕСКОЙ ПОВЕРХНОСТИ

(1)

Рис.1

Шаг дискретизации поверхностной волны ДО и минимальный интервал наклонной дальности АЯ выбираются из условия обеспечения требуемой точности отсчетов фазы поверхностной и электромагнитной волн (рис. 2)

Рис.2

На рис.2 приняты следующие обозначения: Д - угол визирования к г-й элементарной площадке, Яг - наклонная дальность, п - нормаль к г-й элементарной площадке, - длина элементарной площадки, а - угол между нормалью к г-й эле-

ментарной площадке и направлением к точке визирования.

- , , , напряженность поля в точке приема в общем случае можно представить в виде аддитивной суммы парциальных сигналов, рассеянных отдельными элементарны.

Отсчеты сглаженной импульсной характеристики поверхности можно пред-[2]

2zn AR

-J

(2)

б

а

i=0

где N - общее количество элементарных площадок, At - напряженность поля в дальней зоне от участка поверхности, попадающего в интервал наклонных дальностей T1 =T2 =T=2L/6, S(x) - функция Дирака.

Известно, что производная наведенного на элементарной площадке тока I’(t) прямо пропорциональна напряженности поля в дальней зоне [3] (рис.1,6).

Напряженность поля в дальней зоне At является, в свою очередь, функцией нескольких переменных и определяется выражением

L . (a )Ga2 (Д) dJ(t)

A =— cos (a) —— a K ' R.——,

' c V l> 2R 2n dt

где К(а) - коэффициент отражения, Оа(@) - диаграмма направленности антенной системы, Я0 - сопротивление свободного пространства, ДО - протекающий через элементарную площадку ток.

На рис. 3 представлена реализация сглаженной импульсной характеристики, полученной на основании выражения (2), а на рис.4 - аналитическая импульсная ,

же параметрах с учетом ряда упрощающих предположений [4].

Заметим, что временные параметры импульсной характеристики, полученной на модели и аналитически, практически совпадают при (^ — 2z0|с) > 0,2.

h( t), mV

p Oh = 0.3 = 0.6m

1 h A A i Z 0 Л Л = 1000m

№ IIIA fvV V \f V V V V N / N

h( t), mV 0.5

p °h = 0.3 = 0.6m

Ал л a Л л / Z 0 = 1000m

w l/Vv V\A ^ ч/х.

0.3 t - 2 Zofc ,ps

Puc.3

0.3 t - 2 Zofc ,ys

Puc.4

Получение отраженного сигнала, зная сглаженную импульсную характеристику, не представляет трудностей. На рис. 5, 6 приведены огибающие отраженных , .

S (t),

mV

4 z o = 1000m Я = 10m S (t), mV

1 I 1 r = 2ys p = 0.3 0.8

1 1 I 7h = 0.6m

1 1 i 0.4

1 // N' - 0

ityw* fi

1 1 1 1 1 1

i / f I \ V

z0 = 1000m Я = 10m ти = 2 ¿us ~p = 0.3 Oh = 0.6m

t - 2z ofc , ys

t - 2z of c, ^s

Puc.5

Puc.6

0.5

0

0

0.5

0.5

0

0.1

0.2

0

0.1

0.2

0.5

0

0

В качестве зондирующего сигнала был использован радиоимпульс с прямоугольной формой огибающей длительностью т=2-10-6с, длина волны высокочастотного заполнения 10 м.

При переходе к более сложной поверхности г(х) получить аналитическое решение для отраженного сигнала становится затруднительно. Представим отражающую поверхность моделью Лонге-Хиггинса в виде линейной суперпозиции плоских поверхностных волн, имеющих различные амплитуды а/п, частоты /1п, направления распространения уп относительно главного направления распространения морских волн и случайные начальные фазы £1г1 [5],

% соэ

Рі (садУп + увіп7п)-щ-£1

п

(3)

г (х * 0 = 22'

I

где р1 = 2п/Л/ - волновое число поверхностной волны;

Аг - длина поверхностной волны.

Амплитуды плоских волн определяются соотношением

а2 = 2^(р )Ар = 2^ (^1 )аа,

где Бк(р/), - одномерные энергетические спектры волнения по пространст-

венным р1 и временным /Л1 частотам соответственно; Ар/ и - приращения волновых чисел и частот /-й составляющей поверхности соответственно. Энергетический спектр Бк(ц) - представлен спектром Пирсона-Мошковица [6]. На рис.7, 8 приведены усредненные формы огибающей, флуктуирующей составляющей импульса, отраженного от поверхности, представленной аналитической моделью (3), полученные численным методом, и результат модельных исследований.

X (I), шУ 0.75

2 А л = 2000ш = 10ш

У и = 1^^ г = 5 ш[ э

X (I), шУ 1.35

/ \ 2 л 0 = 2000ш = 10ш

1 1 Т У и = 1рэ г = 5 ш/э

/ \ А/ V, ^лД л

\

1 - 2¿о/с

I - 2zл/с ,ЦЭ

Рис.7

Рис.8

0.9

0.5

0

0

0

0

Исследование показало, что использование моделирования значительно сокращает время расчета сигнала, отраженного протяженной поверхностью сложной , -, .

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Варганов М.Е. и др. Радиолокационные характеристики летательных аппаратов / Под ред. Л Т. Тучкова. М: Радио и связь 1985.

2. . ., . .

короткоимпульсном зондировании // Радиотехника. 1988. №4.

3. .. . .: ,

1985.”

4. Lobatch V.T., Potipak M.V. Change in waveform envelope radar signal back-scattered from sea surface. Proceedings of SPIE. 2002.

5. Лонге-Хиггинс M.C. Статистический анализ случайно движущейся поверхности. 1962.

6. Крылов ЮМ. Спектральные методы исследования и расчета ветровых волн. Л.: Гидро-метеоиздат, 1966. 256с.

УДК 621.39:621.391.82

В.А. Алехин

ГРУППОВАЯ СИНХРОНИЗАЦИЯ В СИСТЕМЕ СВЯЗИ С ШИМ-ШПС

В широкополосных системах связи (ШПС) с широтно-импульсной модуляци-( ) -лы, например т -последовательности. При большой длине этих последовательностей согласованный прием затруднителен. Более целесообразным при этом стано-

( ), -

( ),

используемой при передаче. Однако ВКП требует точного знания начала ПСП. Задачу поиска начала ПСП в принимаемом сигнале осуществляет подсистема

( ), , режим захвата и дальнейшего контроля синфазности принимаемой и опорной .

использовать в ПГС алгоритм, основанный на анализе числа единичных блоков (следующих подряд единиц) на выходе демодулятора по ПСП в пределах интервала времени, совпадающего с протяженностью опорной ПСП. Например, при использовании в качестве ПСП т -последовательности максимальной длины и отсутствии шума в канале режим асинфазности характеризуется числом единичных блоков

независимо от степени расфазирования ПСП, где П - разрядность регистра сдвига, .

ности и асинфазности становятся случайными, описываемыми соответствующими

должно осуществляться статистически с использованием порога принятия решения Х0 , обеспечивающего минимум функции среднего риска. В качестве плат за ошибочные решения целесообразно принимать потери времени на поиск синфазного состояния ПСП. Так, ложное опознавание синфазности приводит к потере дли-

( ), синфазного состояния приводит к поиску по всему циклу ПСП, то есть к потере длительности (2П — 1) тактов. Таким образом, плату за ложное опознавание син-

фазности можно принять равной единице, а за пропуск синфазного состояния -

218с.

хас = 2” 2 или (” 2 + l) ,

Хсс = 1. При наличии шума в канале числа единичных блоков в режимах синфаз-

и

Распознавание режимов в этом случае