CC BY
71
Радиоэлектроника и системы связи
УДК 621.3.049.77:001.63
МЕТОДИКА ПРОЕКТИРОВАНИЯ СФ БЛОКА ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ ЧАСТОТЫ В СУБМИКРОННОМ ТЕХНОЛОГИЧЕСКОМ БАЗИСЕ НА ОСНОВЕ СИНТЕЗИРОВАННЫХ НЕЛИНЕЙНЫХ РЕАКТИВНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ А.М. Сумин, А.И. Мушта
Разработана и на примере топологических норм хЮ35 реализована методика повышения эффективности преобразования частоты с применением моделей синтезированных нелинейных реактивных элементов. СФ блок характеризуется широкополосностью не менее полутора декад без его перестройки
Ключевые слова: методика, эффективность, модель, синтезированный нелинейный реактивный элемент, суб-микронный базис
Постановка задачи. Использование в СНРЭ накопителей с линейными элементами способствует созданию УЧ с малым уровнем побочных гармоник [1, 2]. Запатентованное устройство [16], реализованное на базе синтезированных нелинейных реактивных элементов, выполненных на основе управляемых ключей и линейных реактивных элементов, превышает в несколько раз эффективность известных устройств умножения частоты. Однако для эффективного подавления в нагрузке спектральной составляющей тока исходной частоты необходимо, в частности, обеспечить достаточно высокий уровень симметрии плеч электронного устройства. Таким образом, повышение эффективности СФ блока преобразования частоты (ПЧ) может быть достигнуто при использовании интегральной технологии. Данная задача в субмикронном технологическом базисе ранее не была решена [3] - [11].
При переходе в область субмикронного базиса (с технологией 600нм и ниже) этап синтеза составляет основную из задач проектирования. При этом реализация синтезированных моделей реактивных устройств преобразования не накладывает ограничения на возможность их проектирования в автоматизированных средах. Схемотехническое проектирование преобразователя частоты на основе синтезированных нелинейных реактивных элементов в субмикронном базисе требует решения следующих задач:
1. Разработка математической модели преобразователя частоты входных гармонических колебаний на основе синтезированных нелинейных реактивных элементов.
2. Разработка методики повышения эффективности преобразования мощности сигнала входной частоты гармонических колебаний.
3. Разработка схемотехнического решения параметрического преобразователя частоты гармонических колебаний на основе синтезированных нели-
Сумин Андрей Михайлович - ВГТУ, аспирант, тел. 89507569338
Мушта Александр Иванович - ВГТУ, канд. техн. наук, профессор, тел. 89191856830
нейных реактивных элементов в субмикронном базисе умножения с кратностью N=2.
Достигаемый технический результат - повышение эффективности преобразования мощности сигнала входной частоты в мощность колебаний чётных гармоник
Реализация задачи.
Этап 1. Разработка математической модели преобразователя частоты входных гармонических колебаний на основе синтезированных нелинейных реактивных элементов. В основе принципов построения СНРЭ лежат известные законы коммутации в цепях с одним накопителем энергии [13]. На рис.1,а представлена последовательная цепь, состоящая из ключа К, сопротивление которого в замкнутом состоянии равно 0, а разомкнутом -бесконечно велико, и конденсатора С, не имеющего потерь. Подключив данную цепь к источнику переменного напряжения и®, обеспечим поочередное размыкание и замыкание ключа К в моменты времени г2п и г2п+1 (п = 0, 1, 2,...).
С
и2
к -
а) б)
Рис. 1. Последовательная цепь управления ключом
Если условия коммутации ключа удовлетворяют равенствам
и0"4п ) = и^4п +1) = ^ (1)
и(*4п+2 ) = и^4п+3) = ^ (2)
то цепь на рис. 1, а эквивалентна емкостному двухполюснику с вольт-кулонной характеристикой (ВКХ) на рис. 1,б. Математическая модель ВКФ определяется выражением ц = СИс. Связь между током и напряжением на емкостном элементе опре-
ёа _ ёие
деляется как гс =------= С-------, т.е. при постоян-
& &
ном напряжении емкостной элемент равносилен разрыву цепи. Так как ВКХ представляет собой однозначную нелинейную функцию, то цепь на рис.
1,а не потребляет энергии. Нарушение оптимальных условий коммутации (1), (2) приводит к гистерезис-ной ВКХ, т.е. к потерям в цепи, несмотря на то, что она составлена из идеальных элементов. Это объясняется тем, что протекающий в цепи заряд q имеет разрывы первого рода в моменты и(^0.
При построении СНРЭ можно использовать схемы с двумя ключами. Синтез нелинейных реактивных элементов с заданной ВКХ заключается в отыскании и последующей реализации алгоритма коммутации ключей в цепях с одним накопителем энергии, обеспечивающего заданную форму характеристики СНРЭ [12].
Алгоритм синтеза определяется выражением
|ки(1)+иоп1|>Иоп2 (3)
В соответствии с выражением (3), искомый алгоритм включает операции, допускающие простую схемную реализацию:
1 - изменение масштаба приложенного к цепи напряжения и;
2 - сложение промасштабированного напряжения ки с опорным Иоп1;
3 - взятие модуля суммы напряжений;
4 - сравнение модуля суммы напряжений с опорным напряжением Иоп2 и выработка команд управления ключом: при выполнении (3) - команды на размыкание ключа, в противном случае - на его замыкание.
Таким образом, СНРЭ представляет собой простейшую систему автоматического регулирования, минимизирующую мощность потерь, и со стороны «силовых» зажимов эквивалентен реактивному элементу с кусочно-линейной ВКХ.
Этап 2. Разработка методики повышения эффективности преобразования мощности сигнала входной частоты гармонических колебаний. Возможности применения НРЭ для целей преобразования частоты исследованы в [13]. Показано, что способы преобразования частоты, так же как преобразование с помощью варакторов и ферромагнитных нелинейных элементов, являются наиболее эффективными с энергетической точки зрения, так как потенциально позволяют преобразовывать энергию без потерь.
Обратимся к схеме умножителя частоты (рис. 2), приведённой в [14]. Устройство работает в диапазоне сравнительно низких частот. Особенно часто ее используют для удвоения частоты, например, в системах связи. Для расчета таких устройств можно воспользоваться известными соотношениями теории диодных преобразователей частоты [16].
т
т
Рис.2. Двухтактная схема удвоителя частоты
Недостатком данного умножителя является низкая эффективность, поскольку при воздействии на полупроводниковые диоды синусоидального колебания частоты ю, спектр тока, протекающий через нагрузочный резистор, определяется выражением
Iн(t)=I0+I2cos2wt + I4cos4юt + ., (4)
где !0- постоянная составляющая тока; !2, Ц - амплитуды тока второй, четвертой и др. четных гармоник.
Из (4) следует, что спектр тока наряду с четными гармониками 2ю, 4ю и т.д., создающими полезный эффект на нагрузочном резисторе, содержит и постоянную составляющую напряжения, образованную током Г. Таким образом, значительная часть входной мощности всегда превращается в «балластную» мощность постоянной составляющей. Грубо говоря, безынерционно-нелинейный элемент в большей степени выпрямляет входное колебание, чем создает требуемую гармонику. Безынерционная нелинейность — это, в сущности, устройство с нелинейными потерями, и естественно, что от умножителей с такими элементами трудно ожидать высоких значений эффективности преобразования.
В идеальном нелинейном реактивном элементе, свободном от потерь, вся мощность подведенных к элементу колебаний преобразуется в мощность гармоник входной частоты. Соотношения Мэнли-Роу [15], в случае синусоидального воздействия, приложенного к нелинейному элементу, приобретают вид:
Р = - X РР (5)
р>1
где РР — мощности соответствующих гармоник, а суммирование распространяется на все гармоники
выше первой. Существенно, что в (5) не входит Р0 -мощность постоянной составляющей.
Отсутствие ключей и базы нелинейных реактивных элементов с идеальными характеристиками в виде готовых изделий
заставляет прибегать к их синтезу с помощью различных полупроводниковых приборов. При переходе в область субмикронного базиса (с технологией 600нм и ниже), этап синтеза составляет основную из задач проектирования.
Этап 3. Разработка структурной схемы параметрического умножителя частоты на основе СНРЭ. Изобретение [17] направлено на повышение эффективности умножителя частоты. На рисунке 3 приведена схема данного умножителя частоты.
Рис.3. Схема умножителя на основе СНРЭ
Сигнал входной частоты ю, генерируемый задающим генератором 1, поступает на вход фазоинвертора 2. В результате на его синфазном выходе также образуется синфазное синусоидальное напряжение частоты ю:
иос = иоп (6)
где Ифс - амплитуда напряжения синфазной составляющей на синфазном выходе фазоинвертора
2.
На противофазном выходе фазоинвертора 2 образуется противофазное синусоидальное напряжение:
и.
= Um cos(W +1800)
(7)
где Ифп - амплитуда напряжения противофазной составляющей на противофазном выходе фазоинвертора 2, которое через второй резистор 11 передается на базу первого транзистора 6.
Одновременно напряжение 3 воздействует на первую последовательную цепь, состоящую из параллельно включенных первого транзистора 6 с
полупроводниковым диодом 3, конденсатора 8 и нагрузочного резистора 5, создавая в этой цепи ток
І1.
При этом напряжение 4 воздействует на вторую последовательную цепь, состоящую из параллельно включенных полупроводникового диода 4 с транзистором 7, конденсатора 9 и нагрузочного резистора 5. По этой цепи протекает ток І2.В результате формируется ток
iS = I2’cos2wt + I4’cos4wt +
(8)
где V, Ц’- амплитуды токов второй и четверной гармоник, который представляет периодическую функцию с периодом Т/2, не содержащую постоянную составляющую тока, поскольку ее среднее значение ^=0 за период колебаний, а состоит только из четных гармоник 2ю , 4ю и т.д.
В заявляемом устройстве [17] не содержится постоянная составляющая тока Г в спектре выходного сигнала, которая в устройстве [14] значительно превышает амплитуды гармонических составляющих. Поэтому заявляемое устройство является генератором четных гармоник, предельная эффективность которого составляет 100 %. Напряжение на выходе заявляемого устройства определяется соотношением
u„
1 h' Rh
(9)
Как следует из (6), выходное напряжение повторяет форму суммарного тока iS и близко к синусоиде частоты 2w, т.е. удвоенной частоте входного.
Работа заявляемого устройства не критична к выбору параметров элементов его принципиальной схемы, поскольку устройство не содержит избирательных фильтров. Однако для эффективного подавления спектральной составляющей тока частоты w, протекающий через нагрузочный резистор 5, необходимо обеспечить достаточно хорошую симметрию плеч схемы. Это прежде всего касается номиналов конденсаторов 8 и 9, а также равенство амплитуд напряжений Ифс и Ифп, формируемых фазоинвертором 2.
Этап 4. Проектирование и моделирование принципиальной электрической схемы параметрического умножителя частоты на в САПР Cadence в базисе xh035 nm. и топологическое
проектирование проводится в САПР Cadence в требуемой технологии. Ниже схемотехническая и топологическая реализация представлена в технологии xh 035 с длиной канала транзисторов 350нм. Моделирование осуществлялось на частотах 10 МГц, 50 МГц, 100 МГц, 200 МГц, 500МГц. На рис. 4 представлена схема ячейки умножителя с согласующим устройством на выходе.
основе СНРЭ технологическом
Схемотехническое
В качестве усилителя использован повторно дифференциальный каскад, построенный на КБ-транзисторах. Для усиления выходного сигнала до уровня входного может потребоваться несколько таких каскадов, включенных последовательно.
Количество усилительных каскадов может изменяться в зависимости от частоты входного сигнала.
Чем больше частота сигнала на входе ячейки, тем меньшее количество каскадов требуется, так как существует прямая зависимость амплитуды сигнала на выходе ячейки умножителя от входной частоты - чем выше частота входного сигнала, тем выше коэффициент передачи ячейки, а, следова-
тельно, и амплитуда выходного сигнала. Так как выходной сигнал будет усилен до уровня входного, то при подаче его на вход другой такой же ячейки входное согласующее устройство уже не потребуется, поэтому можно отказаться от использования его в схеме ячейки с целью уменьшения коэффициента гармонических искажений.
Для преобразования дифференциального сигнала в недифференциальный вид можно использовать токовое зеркало, построенное на двух транзисторах. Токовое зеркало выступает в роли нагрузки и его структуру можно реализовать на КБ-транзисторах. Подобное решение широко используется в устройстве операционных усилителей.
Таблица 1
Результаты моделирования ячейки умножителя частоты без согласующего устройства на выходе
Частота входного сигнала, МГц Амплитуда (В) и частота гармоники (Г ц)
10 0 1 2 3 4 5 6 7 8
1.39Е-08 1.03Е-09 6.68Е-06 2.94Е-09 3.27Е-07 3.54Е-09 2.69Е-08 5.96Е-10 4.64Е-09
4.36 Е-09 4.89Е-09 2.53Е-05 8.86Е-09 4.13Е-07 3.68Е-09 8.88Е-09 3.23Е-09 7.90Е-09
1.21Е-08 2.85Е-08 5.60Е-05 8.68Е-09 7.28Е-07 2.37Е-08 1.55Е-08 1.71 Е-08 9.85Е-09
2.81Е-08 3.29Е-08 1.14Е-04 3.87Е-08 1.45Е-06 4.98Е-08 8.90Е-08 6.33Е-08 2.22Е-08
2.08Е-07 1.20Е-07 2.87Е-04 2.14Е-07 3.82Е-06 2.62Е-07 5.02Г-07 2.33Е-07 1.74Е-07
Следуя выражению (2) определим эффективность преобразования выходного сигнала в амплитуду четных гармоник для кратности умножения N=2. Для этого преобразуем выражение (2).
= иN2/ Я„ иN2 (7)
Р и 02/ К и„-
Результаты представлены в табл.2
Таблица 2
Результаты расчета эффективности преобразования
Частота входного сигнала, МГ ц Отношение иы2/и о2 Значение в децибелах
10 2.3095 е+005 53.64
50 3.3672е+007 75,28
100 2.1419 е+007 73.31
200 1.6459е+007 72.16
500 1,9039е+006 62.8
Количество усилительных каскадов может изменяться в зависимости от частоты входного сигнала. Чем выше частота сигнала на входе, тем меньшее количество дифференциальных каскадов требуется на выходе, так как существует прямая зависимость амплитуды выходного сигнала - чем выше частота входного сигнала, тем выше коэффициент передачи, а следовательно, и амплитуда выходного сигнала. Так как выходной сигнал будет усилен до амплитуды входного сигнала, то при подаче его на другой вход такой же ячейки входное согласующее устройство не понадобится, что позволит уменьшить коэффициент гармонических искажений.
Этап 5. Топологическое проектирование и моделирование кристалла УЧ на основе СНРЭ в САПР Cadence. Этап разработки технологии проектирования модели базовой ячейки умножителя позволяет определить все необходимые электрические и топологические элементы, использующиеся в структуре ячейки, и их размеры с учетом требований конструкторско-технологических норм проектирования технологии изготовления. При реализации этапа 5 были определены требуемые для изготовления топологические слои со спецификациями и конструкторско-технологическими требованиями проектирования ячейки.
В ходе выполнения работ по созданию топологии базовой ячейки умножителя частоты создается рабочая среда проектирования топологии ячейки, определяется размещение структурных топологических элементов с учетом возможного паразитного влияния их друг на друга, осуществляется межэ-лементная трассировка, подготавливаются тестовые структуры. Результатом выполнения работ является готовая топология базовой ячейки умножителя с контактными площадками и тестовыми структурами некоторых внутренних базовых элементов ячейки.
Для воплощения схемотехнического решения в кремний требуется редактор топологии, средства
размещения и трассировки блоков, контроль геометрических (DRC) и электрических (ERC) проектных норм, сравнение топологической реализации схемы с её исходным описанием (LVS).
Конечная информация (топология кристалла) записывается в формате GDSII и передаётся на завод-изготовитель. Завод изготавливает набор физических шаблонов и воплощает изделие в кремнии на своём оборудовании. Ответственность за функциональные характеристики ИС полностью лежит на разработчике ИС, в то время как завод гарантирует качество технологического процесса.
На рис. 5 представлена топология ячейки умножителя частоты без согласующего устройства на выходе.
Топологическое проектирование проводилось в САПР Cadence в технологии xh035 с длинной канала транзистора 350 нм с помощью программы Virtuoso layout editor, также входящей в состав пакета САПР Cadence [18]. Программа позволяет проводить разработку в удобном многослойном режиме, а также имеет функции автотрассировки, которые, однако, непригодны для аналоговых схем. После проектирования топологии для проверки на соответствие технологическим нормам
используется программа DivaDRC. Затем
топология проверяется на соответствие электрической схеме с помощью программы
DivaLVS.
Следующим этапом является электрической схемы из топологии программы Extractor. Этот этап необходим для последующего моделирования уже по сути
топологии, которое также проводится указанными ранее программами с подключением иерархического браузера Hierarchy. После чего
снова проводится сравнение параметров с ТЗ. При несоответствии параметров необходимо прибегнуть к корректированию электрической схемы или
топологии.
извлечение с помощью
Рис. 5. Топология ячейки умножителя частоты с согласующим устройством Последним в проектировании топологии является разработка тестового кристалла, при этом
его электрическая схема и топология разрабатываются по тем же алгоритмам, с той лишь разницей, что на этом этапе не требуется корректирование. На рис. 6 представлена топология кристалла умножителя частоты.
Заключительным этапом в моделировании является проведение анализа работы ячейки УЧ
при наличии отклоняющих воздействи - с учетом влияния паразитных параметров, отклонения температуры от номинального, уход влево-вправо от топологических норм проектирования моделей структурных элементов.
Рис. 6. Топология УЧ на основе СНРЭ
Этап 6. Моделирование электрической схемы, экстрактированной из топологии. Моделирование проводилось на частотах 10МГц, 50МГц, 100МГц, 200МГц, 500МГц с амплитудой входного
сигнала 250 мВ при температуре 27 С. В табл. 3
представлены результаты моделирования спроектированной ячейки. На рис.7-рис.10 представлены временные диаграммы работы умножителя на основе СНРЭ.
Рис.7. Результаты моделирования ячейки УЧ на основе СНРЭ на частоте 50МГ ц
Рис. 8. Результаты моделирования ячейки УЧ на основе СНРЭ на частоте 100МГц
Рис. 9. Результаты моделирования ячейки УЧ на Рис. 10. Результаты моделирования ячейки УЧ на
основе СНРЭ на частоте 200МГц основе СНРЭ на частоте 500МГц
Т аблица 3
Результаты моделирования УЧ______________________________
Частота входного сигнала, МГ ц Частота (Г ц) и уровень гармоники (дБ) выходного сигнала
10 0 1 2 3 4 5 6 7 8
-43.96 -82.38 -15.20 -90.06 -74.55 -97.84 -81.71 -92.07 -106.4
50 -57.01 -90.21 -15.25 -87.34 -75.84 -89.81 -83.66 -90.72 -114.8
100 -62.00 -89.64 -15.17 -88.54 -75.95 -92.52 -84.39 -92.16 -114.4
200 -67.11 -93.27 -15.51 -92.93 -76.74 -92.67 -81.61 -93.44 -106.7
500 -73.50 -119.3 -16.70 -128.4 -79.21 -132.1 -83.41 -133.6 -143.4
Полученные результаты подтверждают стабильность работы ячейки умножения в заданной полосе частот.
Следующим этапом проводится моделирование ячейки УЧ при отклонении температуры окружающей среды и при отклонениях параметров структурных элементов от типовых - и ^. . Величина интервала температур составляет -40 -+1250С. В табл. 4 занесены полученные результаты. Моделирование проводилось при амплитуде входного сигнала 250мВ и частоте 100МГц
Т аблица 4
Уровни гармоник выходного сигнала при разных отклоняющих воздействиях_______________
Частота Г армоники, МГц Отклоняющее воздействие
Температура Отклонение моделей
- О +125 ws wp
0 -48.01 -46.48 -65.89 -65.43
100 -83.10 -88.03 -95.70 -95.15
200 -18.53 -18.60 -17.56 -17.61
Заключение. *Разработана математическая модель преобразователя частоты входных гармониче-
ских колебаний на основе синтезированных нелинейных реактивных элементов, заключающаяся в расщеплении входного сигнала на синфазную и противофазную относительно входного сигнала составляющие с одинаковой амплитудой и частотой и последующим сложением токов промежуточных сигналов с выделением четных гармонических составляющих выходного сигнала без постоянной составляющей в спектре выходного тока сигнала [17].
*Разработана и на примере топологических норм xh035 реализована методика повышения эффективности преобразования мощности сигнала входной частоты в мощность колебаний чётных гармоник, с применением моделей устройств на основе синтезированных нелинейных реактивных элементов.
*Впервые, базируясь на запатентованной структуре [17], разработан в технологическом базисе xh035 и реализован на Hard-уровне (топологическое представление в форматах баз данных САПР Cadence, Synopsys, Mentor Graphics), соответствующий технологическим процессам отечественных и зарубежных «кремниевых фабрик» СФ блок преобразования частоты. Он выполняет функцию умножения с кратностью N=2, является работоспособным и характеризуется широкополосностю в
полторы декады в диапазоне частот 10-500МГц (табл. 3) без перестройки его параметров.
*Предложенный вариант разработанного выходного устройства согласования позволяет добиться усиления второй гармоники (полезной) до уровня -12дБ. Для усиления выходного преобразованного сигнала до уровня входного необходимо дальнейшее усиление. Как вариант, возможно применение усилительного устройства на основе дифференциального каскада.
Литература
1. Новожилов О.П. Аналоговые устройства на синтезированных нелинейных реактивных элементах: учеб. пособие / О.П. Новожилов. - М.: МИЭМ, 1996. - 160 с.
2. Бочаров М.И. Синтезированные нелинейные реактивные элементы и некоторые возможности их применения / М.И. Бочаров, О.П. Новожилов// Радиотехника. - 1986. - № 5. - С. 29-31.
3. А. с. 736294 (СССР). Устройство для умножения частоты в п раз с однофазным выходом / О. П. Новожилов. опубл. в Б. И. 1980, № 19.
4. А. с. 1116522 (СССР). Умножитель частоты / М.П. Крылов, Ю.А. Мерзлов, О.П. Новожилов. опубл. в Б. И. 1984, № 36.
5. А. с. 1171926 (СССР). Умножитель частоты / О.П. Новожилов. опубл. в Б. И. 1985, № 29.
6. А. с. 1248010 (СССР). Статический удвоитель частоты / О. П. Новожилов. опубл. в Б. И. 1986, № 28.
7. А. с. 1249673 (СССР). Удвоитель частоты / О.П. Новожилов. опубл. в Б. И. 1986, № 29.
8. А. с. 1264298 (СССР). Умножитель частоты /
О.П. Новожилов. опубл. в Б. И. 1986, № 38.
Воронежский государственный технический университет
9. А. с. 1322406 (СССР). Умножитель частоты / О.П. Новожилов. опубл. в Б. И. 1987, № 25.
10. А. с. 1385242 (СССР). Умножитель частоты / М.И. Бочаров, О.П. Новожилов. опубл. в Б. И. 1988, № 12.
11. Пат. 2292629 Российской Федерации, МКИ
Н03 В 19/00. Гармонический умножитель частоты / А.М. Бочаров, А.И. Мушта, О.П. Новожилов. -№2005121752/09; заявл. 11.07.2005; опубл.
27.01.2007; Бюл.№ 3. - 7с.: ил
12. Бочаров М. И. Синтезированные нелинейные реактивные элементы и некоторые возможности их применения / М.И. Бочаров, О. П. Новожилов// Радиотехника. - 1986. - № 5. - С. 29-31.
13. Новожилов О. П. Преобразование параметров гармонических колебаний с помощью нелинейных реактивных элементов: дис. докт. техн. наук / Новожилов О. П. - М., 1988. - 456 с.
14. Ризкин И.Х. Умножители и делители частоты М.: Связь, 1976. - 328 с.
15. Manly J.W., Rowe Н.Е. "Some general properties of nonlinear elements. General energy relations". Proc. JRE, 1956, v. 44, №7, pp. 904-913.
16. Матханов П.Н. Синтез реактивных четырехполюсников по временным функциям. Л.: Энергия, 1970.- 136 с.
17. Пат. 23800822 Российской федерации
Гармонический умножитель частоты /О. П. Новожилов, Ю.С. Балашов, М.И. Бочаров, А.М. Сумин, А. И. Мушта, Ю. В. Худяков. -
№2008100892/09, 09.01.2008 заявл.20.07.2009;
опубл.27.01.2010; Бюл.№3.-7.с.:ил
18. Cadence® Analog Design Environment User Guide. Product Version 5.0, 2003, 480 c.
THE TECHNIQUE OF DESIGNING IP BLOCK OF THE FREQUENCY MULTIPLIER IN SUBMICRONIC TECHNOLOGICAL BASIS IN TERMS OF THE SYNTHESIZED NONLINEAR JET ELEMENTS
A.M. Sumin, A.I. Mushta
There were devised and realized by topological standards xh035 methods of frequency transformation effectiveness improving using models of synthesized non-linear reactive elements. The IP block is characterized by broadbandness no less than one and a half decade without any rearrangement
Key words: methods, effectiveness, model, synthesized non-linear reactive element, submicron basis
