МЕТОДИКА ПРОЕКТИРОВАНИЯ И РЕАЛИЗАЦИЯ ЦИФРОВОГО ФИЛЬТРА С НЕСКОЛЬКИМИ ПОЛОСАМИ ПРОПУСКАНИЯ ДЛЯ ПРИЛОЖЕНИЙ 5G Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

Радиотехника и связь

DOI 10.36622/VSTU.2023.19.2.015 УДК 621.382

МЕТОДИКА ПРОЕКТИРОВАНИЯ И РЕАЛИЗАЦИЯ ЦИФРОВОГО ФИЛЬТРА С НЕСКОЛЬКИМИ ПОЛОСАМИ ПРОПУСКАНИЯ ДЛЯ ПРИЛОЖЕНИЙ 5G

А.В. Башкиров, Р.Н. Хорошайлов, И.А. Турецкий

Воронежский государственный технический университет, г. Воронеж, Россия

Аннотация: представлены методика и реализация реконфигурируемого фильтра с конечной импульсной характеристикой (КИХ) с использованием логики управления, которая подходит для разрешения нескольких полос частот с помощью одного фильтра с конечной характеристикой и множественного набора коэффициентов. В среде Matlab/Simulink разработана модель для исследования производительности желаемого КИХ-фильтра более высокого порядка. Эквивалентное представление КИХ-фильтра разработано компилятором Xilinx с использованием экспортированных коэффициентов фильтра. Процесс реализации на программируемых логических интегральных схемах (ПЛИС) завершен с помощью Xilinx ISE 14.5 и проведен анализ, как КИХ-фильтр более высокого порядка влияет на использование ресурсов ПЛИС, и его максимальной рабочей частоты. Для получения нескольких полос частот использовался автоматический выбор коэффициентов. Высокая скорость передачи данных, эффективность использования площади и несколько фильтров полосы пропускания являются ключевыми факторами для связи 5G. Эффективный реконфигурируемый КИХ-фильтр был реализован с архитектурой КИХ на основе блоков умножения-сложения (MAC). Результат моделирования предлагаемой архитектуры показывает, что она может сэкономить от 79,8 % до 83,3 % 4 входных справочных таблиц (LUT) и требует только 33 % регистров среза

Ключевые слова: фильтр с конечной импульсной

схема, моделирование, цифровая обработка сигналов

Введение

Цифровая обработка сигналов приобрела большую популярность в цифровом мире в последние десятилетия благодаря своей способности эффективно преобразовывать цифровые и /или аналоговые сигналы за счет снижения затрат, связанных с проектированием и внедрением. Таким образом, цифровая обработка сигналов (ЦОС) стала конкурентом аналоговой обработке сигналов, заменив большое количество ее приложений. ЦОС может использоваться в различных приложениях, некоторые из которых связаны со скоростью, обработкой изображений и звука. Хотя ЦОС могли быть реализованы в цифровых сигнальных процессорах, вехой во внедрении цифровой обработки сигналов стало появление в 1980-х годах программируемых логических интегральных схем (ПЛИС). Фильтры с импульсной характеристикой конечной длины (КИХ) являются одним из наиболее часто используемых алгоритмов цифровой обработки сигналов. ПЛИС - это аппаратное обеспечение, используемое в настоящее время для реализации КИХ-фильтра из-за его высокой скорости,

характеристикой, программируемая логическая интегральная

низкой стоимости и низкого рассеивания мощности. Существует много различных производителей ПЛИС с различными аппаратными архитектурами.

Основными компонентами цифровых КИХ-фильтров, разработанных на ПЛИС, являются банк регистров для сохранения выборок сигналов, сумматор для реализации операций сложения и множитель для умножения коэффициентов фильтра на выборки сигналов. Хотя проектирование и реализация цифровых КИХ-фильтров кажутся простыми, слабым местом конструкции является блок умножения скорости, энергопотребления и занимаемой площади на ПЛИС [1]. Умножители являются неотъемлемой частью структур КИХ, и они используют большую часть площади микросхемы. Это ограничивает количество обрабатывающих элементов (ОЭ), доступных на микросхеме, для реализации фильтра более высокого порядка.

Постановка задачи

Реконфигурируемый КИХ-фильтр с несколькими полосами частот может быть реализован с помощью блока генерации коэффициентов. Для определенной полосы частот выбор

© Башкиров А.В., Хорошайлов Р.Н., Турецкий И.А., 2023

коэффициентов должен быть выполнен правильно. Ширина полосы пропускания и полосы перехода зависит от количества коэффициентов и их точности. Конструкция реконфигу-рируемого КИХ-фильтра с регулируемой полосой пропускания может быть выполнена с несколькими наборами коэффициентов.

Предлагается, чтобы КИХ-фильтр с несколькими полосами пропускания зависел от частоты входного сигнала, а выбор полосы пропускания зависел от частоты входного сигнала. В конструкции КИХ-фильтра используются блок выбора частоты, блок управления и КИХ-фильтр, как показано на рис. 1.

Рис. 1. Блок-схема предлагаемого реконфигурируемого КИХ-фильтра с логикой управления

Блок выбора частоты получает два входных сигнала, т. е. тактовый сигнал и опорный тактовый сигнал. Блок выбора частоты формирует решение на основании того, является ли частота входного сигнала выше или ниже опорного тактового сигнала [2]. Выход блока выбора частоты - FS.

Блок контроллера имеет конечный автомат, который будет генерировать требуемый набор коэффициентов для КИХ-фильтра. Конечный автомат состоит из четырех состояний, состояние 0 — начальное состояние, состояние 1 — условное состояние, состояние 2 — выбор коэффициентов первой полосы пропускания, а состояние 3 — отвечает за выбор коэффициентов второй полосы пропускания. Контроллер получает выборку входного сигнала, тактовый сигнал, разрешение и FS. На основании решения, принятого блоком выбора частоты, контроллер формирует коэффициенты. КИХ-фильтр реализован с КИХ-фильтром MAC. Объем логики умножения может быть дополнительно уменьшен с помощью метода распределенного алгоритма (DA), который использует LUT для хранения частичных произведений умножения. Следовательно, общая вычислительная логика сокращается, что также приводит к снижению энергопотребления.

Структура умножения и накопления используется в конструкции КИХ-фильтра. Выходной сигнал КИХ-фильтра для фильтра с отводом N определяется уравнением (1).

j[«]=Z x[k\Ап - к], где к = °Д.",N - 1 (!)

Это дает свертку последних N выборок с коэффициентами h(k). Обычная реализация фильтра с выделенной задержкой показана на рис. 2. Для вычисления y[n] требуется N-1 число сложений и N число умножений, а реализованная структура выполнена в форме умножения и накопления (MAC). Но для этого требуется "N" количество циклов MAC перед выборкой следующего входного образца. Следовательно, реализация параллельных MAC-структур увеличивает скорость работы в N раз.

Рис. 2. КИХ-фильтр на основе MAC

Входной сигнал x(n) применяется к модулю filter_fir вместе с h(k), enable (en) и clock (clk). Фазовый детектор первоначально сравнивает тактовый сигнал с эталонным тактовым сигналом и, в зависимости от значения тактового сигнала, генерирует выходной сигнал (FS). Сигнал FS содержит двоичное значение true или false. Блок управления состоит из двух наборов коэффициентов и выбирает только один набор одновременно на основе значения

FS. В логике управления имеется конечный автомат с минимум четырьмя состояниями. Начальное состояние конечного автомата проверяет наличие сигналов Start и clear (clr). Если оба сигнала включены, то он переходит во второе состояние. Второе состояние является условным состоянием и выбирает следующее состояние на основе значения FS. Состояния три и четыре имеют разный набор коэффициентов. Второе состояние выбирает только одно состояние и, следовательно, один набор коэффициентов.

Разработка методики проектирования

В среде Matlab/Simulink разрабатывается модель для исследования производительности реконфигурируемого КИХ-фильтра. Поток проектирования моделируется и тестируется с помощью System Generator, инструмента моделирования системного уровня, доступного от Xilinx. System Generator можно использовать для проектирования и тестирования систем ЦОС на ПЛИС в среде Matlab/Simulink. КИХ-фильтр разработан в FDATool путем установки характеристик фильтра в соответ-

ствии с табл. 1, и проверяется его частотная характеристика, чтобы измерить, насколько конструкция соответствует параметрам фильтра. Как только желаемый отклик фильтра будет достигнут, коэффициенты фильтра экспортируются в рабочее пространство МаЙаЬ. Эквивалентное представление КИХ-фильтра разработано в ХШпх с использованием экспортированных коэффициентов КИХ-фильтра. Поток реализации ХШпх завершается с помощью

Xilinx ISE 13.2.

Таблица 1 Параметры полосового КИХ-фильтра

Параметры проектирования Значение

Порядок использования КИХ-фильтра 182

Частота дискретизации, Fs 3 МГц

Частота полосы задержания Fstop 56° кГц

Частота полосы пропускания Fpass 60° кГц

Частота полосы пропускания Fpass 90° кГц

Частота полосы задержания Fstop 94° кГц

КИХ-фильтр будет разработан в среде моделирования Simulink с использованием специфичных для ХШпх наборов блоков, как показано на рис. 3 и рис. 4.

Процесс реализации Xilinx

Поток битов

Загрузка на ПЛИС

Рис. 3. Методика разработки КИХ-фильтра 105

Рис. 4. Системная модель КИХ-фильтра в среде Matlab/Simulink с использованием системного генератора Xilinx

Диапазон быстрого преобразования

Фурье с буферизацией

Генератор нормального (гауссовокого) распределенного случайного сигнала

С

Matlab/Simulink

Инструмент создания фильтра и анализа (FDATool)

Модели цифрового

фильтра Xilinx _FDATool_

Системный генератор Xilinx

Диапазон быстрого преобразования

Фурье с буферизацией

Выход FDATool simulink

Вход

Регистр 1

Компилятор КИХ-фильтра Xilinx

Регистр 2

1 Диапазон быстрого преобразования Фурье с буферизацией

Преобразователь Выход

1

1

Выход из компилятора KIIX Xilinx

System Generator использует блок компилятора конечной импульсной характеристики, который помогает использовать выделенные аппаратные ресурсы, доступные в устройствах Virtex, для создания оптимизированных реализаций ПЛИС разработанной модели

Реализация КИХ-фильтра с несколькими полосами пропускания

Выбор полосы пропускания фильтра зависит от правильного выбора коэффициентов фильтра, а также от количества отводов. Высокая точность коэффициентов уменьшает содержание пульсаций в характеристиках филь-

тра. Для анализа работы КИХ-фильтра MAC из 8 бит с пятью отводами табличная форма представлена в табл. 2. Значение входной выборки x(n) при каждом входном тактовом импульсе показано в первой строке таблицы, а значения коэффициентов берутся от h(0) до h(4) как 1, 2, 2, 2 и 1 соответственно [3]. Выходные выборки фильтра y(n) приведены в последнем столбце, а значения в прямоугольном поле будут доступны на выходе фильтра. Поскольку количество отводов фильтра равно пяти, вывод y(n) действителен после пятой выборки, т.е. из N(5). Выходные значения можно сравнить с формой сигнала, представленной на рис. 5.

Таблица 2

Матрица отклика КИХ-фильтра для n = 4

x(n)> 2 1 3 4 1 3 3 4 2 0 0 y(n)

N(0) 1 2

N(1) 2 1 5

N(2) 2 2 1 9

N(3) 2 2 2 1 16

N(4) 1 2 2 2 1 19

N(5) 1 2 2 2 1 19

N(6) 1 2 2 2 1 20

N(7) 1 2 2 2 1 20

N(8) 1 2 2 2 1 21

N(9) 1 2 2 2 1 20

N(10) 1 2 2 2 1 15

N(11) 1 2 2 2 8

M -сч

' g CI^RffT а .it D m

6 о пм'гс]

Рис. 5. Результат моделирования реконфигурируемого КИХ-фильтра

Рис. 6. Принципиальная схема реконфигурируемого КИХ-фильтра

Реконфигурируемы КИХ-фильтр с логикой управления для эффективной площади и низкого энергопотребления представлен с 11 ответвлениями и 16 битами на рис. 6. Блок-схема предлагаемого фильтра была реализована и показана на принципиальной схеме. Реализованная конструкция сравнивается с результатами моделирования КИХ-фильтра сложенной прямой формы (FDF) и развернутой прямой формы (UDF) многоразовых конструкций SoC. Два набора коэффициентов для фильтра были выбраны из MATLAB R2021a. Две полосы пропускания фильтра выбираются как от œpi = 0,15л до œp2 = 0,35п и от œp3 = 0,55п до œp4 = 0,7п. Коэффициенты фильтра для обеих полос пропускания получены из MATLAB и нормализованы к целочисленным значениям.

Функция, используемая для генерации коэффициентов для указанной полосы пропускания, дана в уравнении (2).

b = fir1^ wn, ftype ), (2)

где n - порядок фильтра, wn - пропускная способность фильтра, ftype указывает тип фильтра.

Окно по умолчанию, используемое в функции для генерации коэффициентов фильтра, представляет собой метод окна Хэмминга [4]. Чтобы сгенерировать коэффициенты полосового фильтра, значение wn задается как юр1 и юр2. Аналогично для следующего набора коэффициентов значение wn задается как юр3 и юр4. Сгенерированные коэффициенты имеют типы по умолчанию как double и float. Соответственно, все коэффициенты имеют дробные числа. Следовательно, трудно использовать коэффициенты непосредственно в проекте фильтра. Чтобы избежать больших дробных чисел, рекомендуется нормализовать дробные числа в целые значения. Коэффициент норма-

лизации, используемыи в реализации для преобразования дробных чисел в целые числа, равен 64, а затем округляется до ближайшего целого значения. Диапазон коэффициентов, сгенерированных после нормализации, составляет от -32 до 31. Следовательно, выбранное количество битов для коэффициентов равно 6 битам. Для создания резких переходных полос и меньшего количества пульсаций в полосе задерживания требуется большее количество коэффициентов и значения коэффициентов с высокой точностью. Следовательно, размер коэффициента также должен быть увеличен.

Блок управления хранит два набора коэффициентов в виде справочной таблицы и подает только один набор коэффициентов в КИХ-фильтр на основе частоты тактового сигнала. Амплитудные и фазовые характеристики обоих наборов коэффициентов показаны на рис. 7 и рис. 8.

Рис. 7. Амплитудно-фазовый диапазон от wpi = 0,15п до wp2=0,35n

Ось x кривых амплитудной и фазовой характеристик обозначена нормированной частотой в радианах/циклах. Нормированная частота обычно обозначается для представления цифровых сигналов. Схема фазового детектора должна выдавать свое решение в зависимости от значения опорного сигнала и входного тактового сигнала. Фазовый детектор используется для сравнения опорного тактового сигнала с входным тактовым сигналом, и решение принимается на основе значений обоих сигналов. Для большего количества полос пропускания требуется генерировать несколько опорных сигналов. Ширина выходного сигнала фазового детектора зависит от количества требуемых полос пропускания. Управляющая логика выберет один набор коэффициентов, хранящихся в LUTS. Для каждой конкретной полосы пропускания будет существовать набор коэффициентов. Конечный автомат внутри управляющей логики выбирает любой набор коэффициентов на основе решения, принятого схемой фазового детектора.

Результаты моделирования

Реконфигурируемый КИХ-фильтр с управляющей логикой с 11 отводами и 16 битами был смоделирован в симуляторе Xilinx ISE с устройством Virtex4 XC4VFX12 [3, 5]. Результаты моделирования сравниваются с конструкциями SoC многократного использования в свернутой прямой форме (FDF) и развернутой прямой форме (UDF).

Коэффициенты, сгенерированные с использованием MATLAB R2021a, перечислены в табл. 3. Эти два набора коэффициентов хранятся в блоке управления, и один из наборов будет автоматически подаваться в КИХ-фильтр на основе значения тактового сигнала. Принципиальная схема, сгенерированная после синтеза с помощью RTL schematic, показана на рис. 6.

Таблица 3 Коэффициенты для выбранных полос

Рис. 8. Амплитудно-фазовый диапазон от wp3 = 0,15п до wp4=0,70n

Коэффициент h0 h1 h2 h3 h4 h5 h6 h7 h8 h9 ha hb

Первый набор 0 -2 -6 -5 7 21 21 7 -5 -6 -2 0

Второй набор 0 2 6 3 -18 12 12 -18 3 6 -2 0

Устройства, такие как один блок MAC размером от 16 х 7 до 22, девять умножителей 16 х 7, девять сумматоров 16 х 7 и регистры, используемые в реализации, перечислены в табл. 4. Размеры MAC, умножителей и адреса будут варьироваться в зависимости от разрядности входного сигнала и коэффициентов.

Результаты моделирования, представленные на рис. 5, показывают, что многополосный реконфигурируемый КИХ-фильтр с 16 битами и 11 выводами был реализован с использованием той же архитектуры, что и модель фильтра на основе MAC. Сравнение использования площади всегда производится на основе количества LUT, занятых в проекте, для предлагаемой реализации используется очень небольшое количество 4 входных LUT. Замечено, что предлагаемая реализация требует на 79,8 % меньшего количества 4 входных LUT, чем существующая архитектура UDF, и на 83,3 % меньшего количества LUT, чем архитектура FDF.

Таблица 4

Характеристики рабочей частоты и синхронизации представлены в табл. 5.

Таблица 5 Отчет о рабочей частоте и временном интервале

Заключение

Разработан реконфигурируемый КИХ-фильтр с использованием логики управления, которая подходит для разрешения нескольких полос частот с помощью одного КИХ-фильтра и множественного набора коэффициентов. Реализованная конструкция требует меньше места на кристалле по сравнению с существующими архитектурами для фильтров с несколькими полосами пропускания. Для получения нескольких полос частот использовался автоматический выбор коэффициентов. Высокая скорость передачи данных, эффективность использования площади и несколько фильтров полосы пропускания являются ключевыми факторами для связи 5G. Эффективный по области реконфигурируемый КИХ-фильтр был реализован с архитектурой КИХ на основе MAC. Результат моделирования предлагаемой архитектуры показывает, что она может сэкономить от 79,8 % до 83,3 % 4 входных LUT и требует только 33 % регистров среза по сравнению с существующими архитектурами КИХ-фильтров UDF и FDF. Общая мощность, потребляемая устройством, составляет 177,7 мВт, а потребляемая статическая мощность составляет около 166,6 мВт. Реализованное устройство может работать на максимальной частоте 738 МГц.

Литература

1. Jawahar A. and Latha P. P. Implementation of highorder FIR digital filtering for software defined radio receivers // Proc. Int. Conf.Signal Process. Commun. Power Embedded Syst. (SCOPES), 2016. Pp. 1452-1456.

2. Ababneh J. I., Bataineh M. H. Linear phase FIR filter design using particle swarm optimization and genetic algorithms // Digit. Signal Process. 2008. Vol. 18. № 4. Гр. 657-668.

3. Хорошайлова М.В. Архитектура для стохастических LDPC-декодеров c использованием эффективной площади кристалла на основе ПЛИС // Вестник Воронежского государственного технического университета. 2018. Т. 14. № 1. С. 95-10°.

4. Lysaght P. and McCabe C., Exploring Zynq MPSoC: With PYNQ and Machine Learning Applications, ch. 22. Glasgow, U.K.: Strathclyde Academic, 2019. PP. 525-552.

5. Хорошайлова М.В. Архитектура канального кодирования на основе ПЛИС для 5G беспроводной сети с использованием высокоуровневого синтеза // Вестник Воронежского государственного технического университета. 2018. Т. 14. № 2. С. 99-105.

Параметр Фильтр с порядком(п) 4 Фильтр с порядком(п) 11

Минимальный период времени 1,353 нс 1,353 нс

Максимальная рабочая частота 738,962 МГц 738,962 МГц

Мин. время прибытия 1/Р до тактового сигнала 5,606 нс 15,269 нс

Макс. время прибытия 1/Р до тактового сигнала 4,997 нс 5,405 нс

Расширенная статистика макроуровней HDL

Устройство Количество

единиц для

фильтра с по-

рядком^) 11

16*7-22-разрядный MAC 1

16*7-разрядный умножитель 9

16*7-битный регистровый 1

умножитель

16-разрядный сумматор 9

Триггер 133

1-разрядная защелка 1

6-разрядная защелка 10

Поступила 27.02.2023; принята к публикации 19.04.2023 109

Информация об авторах

Башкиров Алексей Викторович - д-р техн. наук, заведующий кафедрой конструирования и производства радиоаппаратуры, Воронежский государственный технический университет (394006, Россия, г. Воронеж, ул. 20-летия Октября, 84), e-mail: fabi7@mail.ru, ORCID: http://orcid.org/0000-0003-0939-722X

Хорошайлов Роман Николаевич - магистрант, Воронежский государственный технический университет (394006, Россия, г. Воронеж, ул. 20-летия Октября, 84), e-mail: hrn3001@mail.ru

Турецкий Иван Андреевич - студент, Воронежский государственный технический университет (394006, Россия, г. Воронеж, ул. 20-летия Октября, 84), e-mail: tav7@mail.ru

DESIGN METHODOLOGY AND IMPLEMENTATION OF A DIGITAL FILTER WITH MULTIPLE PASS BANDS FOR 5G APPLICATIONS

A.V. Bashkirov, R.N. Khoroshailov, I.A. Turetskiy

Voronezh State Technical University, Voronezh, Russia

Abstract: the article presents a technique and implementation of a reconfigurable filter with a finite impulse response (FIR) using control logic, which is suitable for resolving multiple frequency bands using a single filter with a finite characteristic and a multiple set of coefficients. In the Matlab/Simulink environment, a model has been developed to study the performance of the desired higher-order FIR filter. An equivalent representation of the FIR filter is developed by the Xilinx compiler using exported filter coefficients. The FPGA implementation process was completed using Xilinx ISE 14.5 and an analysis was carried out of how a higher-order FIR filter affects the use of FPGA resources and its maximum operating frequency. Automatic selection of coefficients was used to obtain several frequency bands. High data transfer rates, area utilization efficiency and multiple bandwidth filters are key factors for 5G communications. An efficient reconfigurable FIR filter has been implemented with a FIR architecture based on multiplication-addition blocks (MAC). The result of modeling the proposed architecture shows that it can save from 79.8% to 83.3% of 4 input reference tables (LUT) and requires only 33% of the slice registers

Key words: FIR filter, FPGA, modeling, digital signal processing

References

1. Jawahar A., Latha P.P. "Implementation of high-order FIR digital filtering for software defined radio receivers", proc. int. conf. Signal Process. Commun. Power Embedded Syst. (SCOPES), 2016, pp. 1452-1456.

2. Ababneh J.I., Bataineh M.H. "Linear phase FIR filter design using particle swarm optimization and genetic algorithms", Digit. Signal Process., 2008, vol. 18, no. 4, pp. 657-668,

3. Khoroshailova M.V. "Architecture for stochastic LDPC decoders using the effective crystal area based on FPGA", The Bulletin of Voronezh State Technical University (Vestnik Voronezhskogo gosudarstvennogo tekhnicheskogo universiteta), 2018, vol. 14, no. 1, pp. 95-100.

4. Moore A.L., Shi L. "Emerging challenges and materials for thermal management of electronics", Mater., 2014, vol.17 (4), pp. 163-174 .

4. Lysaght P., McCabe C. "Exploring Zynq MPSoC: With PYNQ and Machine Learning Applications", ch. 22, Glasgow, U.K.: Strathclyde Academic, 2019, pp. 525-552.

5. Horoshaylova M.V. "Architecture of FPGA based channel coding for 5G wireless network using high-level synthesis", The Bulletin of Voronezh State Technical University (Vestnik Voronezhskogo gosudarstvennogo tekhnicheskogo universiteta), 2018, vol. 14, no. 2, pp.99-105.

Submitted 27.02.2023; revised 19.04.2023 Information about the authors

Aleksey V. Bashkirov, Dr. of Sc. (Technical), Head of the Department of Design and Production of Radio Equipment, Voronezh State Technical University (84 20-letiya Oktyabrya str., Voronezh 394006, Russia), e-mail: fabi7@mail.ru

Roman N. Khoroshailov, Master's student, Voronezh State Technical University (84 20-letiya Oktyabrya str., Voronezh 394006, Russia), e-mail: hrn3001@mail.ru

Ivan A. Turetskiy, Student, Voronezh State Technical University (84 20-letiya Oktyabrya str., Voronezh 394006, Russia), e-mail: tav7@mail.ru