Метод кореляційно-інтерферометричного радіопеленгування з дисперсійною обробкою комплексних взаємних спектрів сигналів Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

Пристрої та системи радіозв’язку, радіолокації, радіонавігації

ticle the algorithm of median filtering and algorithm of block coding to reduction of the peak-factor in systems which use OFDM signals.

Key words: OFDM, peak-to-average, modulation.

УДК 621.37:621.391

МЕТОД КОРЕЛЯЦІЙНО-ІНТЕРФЕРОМЕТРИЧНОГО РАДІОПЕЛЕНГУВАННЯ З ДИСПЕРСІЙНОЮ ОБРОБКОЮ КОМПЛЕКСНИХ ВЗАЄМНИХ СПЕКТРІВ СИГНАЛІВ

Ципоренко В.В.

Вступ. Постановка задачі.

На сьогодні радіомоніторинг радіоелектронних засобів повинен здійснюватися в умовах складної електромагнітної обстановки, великої апріорної невизначеності щодо параметрів радіовипромінювань, а також в умовах реального масштабу часу реалізації. Перспективним напрямком реалізації радіомоніторингу для вказаних умов є використання широкосмугових кореляційно-інтерферометричних радіопеленгаторів із застосуванням цифрової обробки комплексних спектрів прийнятої суміші радіовипроміню-вань [1].

Зазвичай пеленгування реалізується пошуковим методом з пошуком такого значення компенсуючої затримки, яке забезпечує максимум взаємної кореляційної функції, недоліком якого є великі часові або апаратурні витрати. Тому дослідження по підвищенню швидкодії кореляційно-інтерферометричного пеленгування при забезпеченні високої точності є актуальною задачею.

Аналіз досліджень і публікацій, в яких започатковано розв’язання даної задачі

В роботах [2, 3, 4] виконано дослідження аналогових кореляційно-інтерферометричних методів та засобів радіопеленгування, що реалізують неперервне пошукове визначення напрямку на джерело радіовипромінювання (ДРВ). Визначені алгоритми та побудова відповідних засобів коре-ляційно-інтерферометричного аналогового пеленгування та їх точносні характеристики. Однак, вказані методи використовують послідовний пошук екстремального напрямку, що визначає їх відносно низьку швидкодію.

В роботах [5, 6, 7] виконано дослідження цифрових кореляційно-інтерферометричних методів та засобів радіопеленгування, що реалізують дискретне пошукове визначення напрямку на ДРВ шляхом обробки часових та спектральних реалізацій прийнятих випромінювань. Визначені алгоритми та побудова відповідних засобів кореляційно-інтерферометричного цифрового пеленгування та їх точносні характеристики. Однак, вказані методи використовують послідовний дискретний пошук екстремального напрямку, що визначає їх відносно низьку швидкодію 26

26 Вісник Національного технічного університету України "КПІ"

Серія — Радіотехніка. Радіоапаратобудування.-2010.-№42

Пристрої та системи радіозв’язку, радіолокації, радіонавігації

і точність.

В роботах [8-11] запропоновано ряд методів, що направлені на підвищення швидкодії кореляційно-інтерферометричних радіопеленгаторів. Ці методи використовують часткове скорочення кількості ітерацій пеленгування або відповідних обчислень, типовими варіантами яких є методи інтерполяції, методи з нерівномірним кроком дискретності формування пелюсток діаграми спрямованості (ДС), методи попередньої селекції сигналів або напрямків пеленгування, методи удосконалення алгоритмів обчислення проміжних результатів пеленгування, методи багатошкальних вимірювань. Спільним недоліком даних методів є недостатня швидкодія та точність при складності реалізації. Це зумовлено використанням наближених методів аналізу, втратами доступної інформації про напрямок на джерело радіовипромінювання (ДРВ) і частковістю вирішення задачі підвищення швидкодії, тому що вказані методи реалізують ітераційні алгоритми.

Таким чином, невирішеною раніше частиною загальної проблеми підвищення швидкодії кореляційно-інтерферометричних радіопеленгаторів є розробка прямого методу кореляційно-інтерферометричного пеленгування з мінімальними часовими витратами.

Відповідно до невирішених раніше частин загальної проблеми підвищення швидкодії кореляційно-інтерферометричних радіопеленгаторів, цілями статті є: розробка прямого цифрового методу широкосмугового коре-ляційно-інтерферометричного пеленгування з мінімальними часовими витратами.

Виклад основного матеріалу дослідження.

Розглянемо задачу визначення напрямку на ДРВ кореляційно-інтерферометричним методом при прийомі випромінювань двома пеленгаційними каналами, що рознесені у просторі на відстань d антенної бази, яка не перевищує половини мінімальної довжини хвилі випромінювань. Нехай S1(t) - сигнал, що приймається в адитивній суміші U1(t) зі статистично незалежним білим гаусовим шумом n1(t) впродовж часового інтервалу t є[0,Та] першою антеною, а S2(t) - сигнал, що приймається в адитивній суміші U2(t) зі статистично незалежним білим гаусовим шумом n2(t) впродовж часового інтервалу t є[0, Та ] другою

антеною. Шуми n1(t) і n2(t) та сигнали S1(t)та S2(t) є обмеженими по смузі частот }. Вихідні умови запишемо таким чином:

Ui(t) = Si(t) + ni(t X

U2(t) = S2(t) + n2(t X (1)

S2(t) = Si (t-Is ),

Вісник Національного технічного університету України "КПІ" Серія — Радіотехніка. Радіоапаратобудування.-2010.-№42

27

Пристрої та системи радіозв’язку, радіолокації, радіонавігації

де - апріорі невідома затримка радіосигналу (випадкова величина з рівномірним розподілом густини ймовірності в інтервалі [0,т^max < Та]).

Нехай апріорі відомі всі необхідні імовірнісні характеристики шумів n1(t) і n2 (t): Мп, Дп - відповідно математичне очікування та дисперсія шумів, зазвичай Мп = 0; N = const - двостороння спектральна густина потужності шумів.

Необхідно оптимальним чином визначити значення часу затримки т3 за реалізаціями U1 (t) і U2 (t), що прийняті в інтервалі [0, Та ].

Для початкових умов (1) в кореляційно-інтерферометричних радіопеленгаторах оцінюється напрямок на ДРВ зазвичай з невідомими параметрами сигналу S (t) та формою, використовуючи регулювання часу затримки тЛЗ в пеленгаційних каналах та пошуком такого її значення, що відповідає максимуму взаємної кореляційної функції вихідних сигналів пеленга-ційних каналів [1, 3]:

K12 (ТЛЗ ) = maX

Та

I U1 (t )■ U2 (t ~T ЛЗ ) dt

0

(2)

Алгоритм рівняння (2) відповідає оптимальному аналізу для умови апріорної невизначеності щодо форми корисного сигналу S(t) з використанням критерію максимуму правдоподібності.

Розробимо для вказаних умов алгоритм кореляційно-інтерферометричного радіопеленгування, що забезпечить визначення пеленгу з мінімальними апаратурними витратами, але за час одного циклу аналізу, тобто з максимально можливою швидкістю.

Для вирішення поставленої задачі представимо рівняння кореляційного радіопеленгування (2) як рівняння функціоналу правдоподібності для умов аналізу неенергетичних параметрів, таких як пеленг в, та при рівноі-мовірному розподілу його апріорних значень в межах сектору радіопеленгування [13]:

F(0) = const ■ exp [q(0)], (3)

де F (0) - функціонал правдоподібності напрямку на джерело радіовипро-

2 т -

мінювання; q(0) = —j£,(t) ■ S(t, 0)dt - кореляційний оператор; £,(t) = U,(t) -

N о

прийнята реалізація корисного сигналу в адитивній суміші із шумом n1(t); S (t, 0) = U2(t -т ЛЗ) - максимально правдоподібна оцінка корисного сигналу з невідомою формою; 0 - значення пеленгу.

В цьому випадку максимально правдоподібною оцінкою 0 = f (тЛЗ) буде таке його значення, що забезпечує максимум логарифма функціоналу

28

Вісник Національного технічного університету України "КПІ" Серія — Радіотехніка. Радіоапаратобудування.-2010.-№42

Пристрої та системи радіозв’язку, радіолокації, радіонавігації

правдоподібності q (0) і задовольняє умові: d- q(0) = ° при 0 = 0.

(4)

Безпосередньо рівняння (4) явного розв’язку не має, тому екстремальна оцінка і ЛЗ в явному вигляді у відомих роботах не отримана [3, 12, 13].

Для прямої оцінки іЛЗ доцільно використовувати спектрально-кореляційне радіопеленгування, для якого кореляційний оператор q (0) в рівнянні (3) прийме вигляд [16]:

І 2 “в І

q ( М ІЛЗ (0)) = Re j — І U*(jm) ■ U2(jm) ■ exP (-Іюілз (0)) dm\, I N mu І

(5)

де U1(jm),U2(jm) - комплексні спектри Фур’є сумішей U1(t) та U2(t) відповідно.

Враховуючи, що при пошуку екстремальної оцінки і ЛЗ значення затримки перетворюється сигнал U2(t) і відповідний йому комплексний спектр, рівняння (5) доцільно представити у вигляді:

q( jm, 0) = Re

2 “в *

— I U1 (j“) ■ U2(m) ^ ЄХР( j(Ф2(“)

N “Н

mi ЛЗ ))d m

(6)

де U2( jm) ■ exp( j(ф2(ю) - юіЛЗ)) - оцінка опорного сигналу.

Доцільно враховувати те, що в рівнянні (6) регулюється тільки аргумент добутку комплексних спектрів при незмінних їх модулях. Враховуючи це, рівняння (6) представимо у вигляді:

q(jm,0) = Reі-2 І U1(m)■ U2(m)■ exP(j(Аф(“)-А^(т)))d“I, (7)

I N “Н J

де Аф(ю) = ф2 (ю)-ф1 (m) різницевий (взаємний) фазовий спектр прийнятих сигналів; Ау(ю) = юіЛЗ - компенсуючий лінійно-частотний фазовий зсув.

Для забезпечення можливості отримання прямого розв’язку рівняння (7) здійснимо його функціональне перетворення оператором у(х) по усуненню взаємного впливу відомої змінної ю та невідомої змінної і ЛЗ за правилом: у(Аф(ю) -Ау(ю)) = const. Для цього вказане перетворення може бути реалізоване наступним чином:

/л / ч л / чч Аф(ю) Аш(ю) Аф(ю)

у(Аф(ю) - Ау(ю)) = —^------^ ^ - а ■ іЛЗ = const, (8)

ю / а ю / а ю / а

де m / а - дисперсійний частотно залежний множник.

Необхідність одночасного перетворення двох складових аргументу сигнальної функції Аф(ю) та Ау(ю) зумовлена тим, що пошук екстрема-

льного значення затримки іЛЗ і відповідного пеленга 0 здійснюється

Вісник Національного технічного університету України "КПІ" Серія — Радіотехніка. Радіоапаратобудування.-2010.-№42

29

Пристрої та системи радіозв’язку, радіолокації, радіонавігації

шляхом компенсації відмінностей двох сигналів, що прийняті та сформовані першим та другим пеленгаційними каналами. Ці відмінності зумовлені тільки часом затримки. Використання частотної області визначення забезпечує можливість розділення амплітудного та фазового частотних спектрів, виділення фазового спектра для автономної обробки та усунення неі-дентичності сигналів S1 (t) і S2 (t). Амплітудні спектри цих сигналів однакові S1 (ю) = S2 (ю) і їх відмінності зумовлені відмінністю тільки фазових

спектрів. Для цих умов забезпечення максимуму взаємної кореляційної функції К12(тЛЗ) = qs (тЛЗ) повинно однозначно виконуватись для випадку (7) і усіх можливих варіантів використання попереднього однакового функціонального перетворення (8) сигналів у( S1 (t)) і у( S2 (t)).

Для задачі радіопеленгування в якості змінної x оператора у(х) вибирається різницевий фазовий спектр х = Аф(ю). Таким чином, з урахуванням попереднього перетворення у(х) згідно (8), рівняння (7) прийме вигляд:

q( ую, 0) = Re<

_2 ®В

— j С/1(ю)• и2(ю)• exp(j(Аф(ю)•а/ю_а-тЛЗ))dю

N юН

(9)

Для рівняння (9) знайдемо прямий розв’язок відносно тЛЗ і відповідного значення оцінки 0, що забезпечує максимальне значення qmax (ую, 0) кореляційного оператора функціонала правдоподібності. Для цього здійснимо наступні перетворення:

dq( j®, 0)

d т

Re <

ЛЗ

2а юв

— JUj(®) • U2(ю)

N юН

( ( -sin

Аф(ю) • а

ат

V ю ґ

+j cos

V

ЛЗ

V

Аф(ю) • а

ат

2а / • ґ Аф(ю) • а

----cos(атЛЗ)• j и1(ю)•U2(®)• sin

N ю„

ю

\

ЛЗ

d ю

V

d ю +

ю у

2а . / ч ч тт , ч ґАф(ю)•а^

н---sin (атЛЗ )• j и1(ю) •U2(ю) • cos

N

юН

V

ю

d ю = 0

у

Звідси маємо значення прямого розв’язку рівняння (10):

ТЛЗ. р

В

j и1(ю) • и2(ю) • sin

arctg

юН

Аф(ю) • а ю

d ю

юВ

j и1(ю) ^и2(ю) • cos

юН

Аф(ю) • а

+ Z • Л

ю

d ю

(10)

(11)

де z = 0, при cos(Аф) > 0 - коефіцієнт корекції фази для функції

arctg(Аф/у); z = _1, при cos(Аф) < 0; Аф

1У

< Л

30

Вісник Національного технічного університету України "КПІ" Серія — Радіотехніка. Радіоапаратобудування.-2010.-№42

Пристрої та системи радіозв’язку, радіолокації, радіонавігації

Значення іЛЗ р знаходиться згідно рівняння (11) прямим методом, тобто безпошуково.

Аналіз у (х)-перетворення показує, що воно еквівалентне дії дисперсійної лінії затримки з нелінійною часово-частотною характеристикою іЛЗд (ю), що функціонально залежить від реалізації прийнятого сигналу

[14] та адитивно змінює різницевий фазовий спектр прийнятих рознесеними у просторі каналами спектрів сумішей U1(ую) та U2(ую). В результаті дії такої дисперсійної лінії затримки регулюється відносна затримка окремих спектральних складових різницевого фазового спектра Аф(ю), зумовлюючи однаковість його сигнальних складових Аф3 (ю):

Аф^(ю)-а/ю = (юі3)-а/ю = а-і3. (12)

Враховуючи співвідношення (12) доцільно у (Аф(ю))-перетворення визначити як дисперсійне перетворення.

При цифровому широкосмуговому дисперсійно-кореляційному радіопеленгуванні рівняння (11) прийме вигляд:

1ЛЗ. р.і

а

пві

arctg-

I U1i (юкі) - U2і (юкі) - sin

кІ=пні

^Аф(юкі) -аЛ

V

ю

кі у

пві

кі=

I U1l (юкі) - U2і (юкі) - cos

^Аф(юкі) -аЛ

+ Z - Д

пні

ю

кі у

1

(13)

де іЛЗ р і - оцінка екстремального значення компенсуючої затримки для і -го ДРВ; пн1, пв1 - відповідно номери частотних складових виділеного і -го спектра сигналу U (уюк) певного ДРВ, які відповідають його нижній юні та верхній юві граничним частотам; а = юні - коефіцієнт перетворення дисперсійного частотно залежного множника.

Аналіз швидкодії розробленого цифрового методу дисперсійно-кореляційного радіопеленгування Виконаємо аналіз швидкодії розробленого цифрового методу дисперсійно-кореляційного радіопеленгування. Визначимо часові витрати ТДК розробленого методу радіопеленгування для умови узгодженого прийому за шириною спектра Аю3 одного сигналу. Дані витрати складаються з витрат цифрового спектрального аналізу ТСА та остаточного визначення напрямку на джерело ТОВ:

ТДК = ТСА + ТОВ . (14)

Для мінімізації часових витрат цифровий спектральний аналіз доцільно реалізувати на основі швидких алгоритмів, наприклад, алгоритму швидкого перетворення Фур’є (ШПФ). В цьому випадку тривалість ТСА дорів-

Вісник Національного технічного університету України "КПІ" Серія — Радіотехніка. Радіоапаратобудування.-2010.-№42

31

Пристрої та системи радіозв’язку, радіолокації, радіонавігації

нює [15]:

ТСА = 2L ■ Ncc ■ l0g2 Ncc , (15)

де L - кількість радіоканалів; Ncc - кількість спектральних складових в межах смуги аналізу.

Тривалість ТОВ остаточного визначення напрямку визначається сумою часових витрат формуванням взаємного спектра ТВС, та дисперсійно-кореляційного обробки ТДКО, які здійснюються послідовно у часі:

ТОВ = ТВС + ТДКО . (16)

Витрати формування взаємного спектра ТВС включають операції формування (L -1) взаємних спектрів S12l (j®k) з урахуванням їх Ncc спектральних складових:

Твс = 0,5Ncc ■ (L -1). (17)

Витрати ТДКО дисперсійно-кореляційної обробки відповідають визначенню за один цикл обробки масиву Ncc спектральних складових взаємного спектра S12l (j®k) по L каналах:

ТДКО = Ncc ■ (L - !)• (18)

З урахуванням рівнянь (14)-(18) загальні часові витрати дисперсійно-кореляційного радіопеленгування дорівнюють:

Тдк = 2L ■ Ncc ■ log2 Ncc + 2 ■ (L -1) ■ Ncc =

= 2Ncc (L ■ log2 Ncc + L -1) .

Порівняємо часові витрати ТдК дисперсійно-кореляційного радіопеленгування з аналогічними витратами ітераційного спектрального кореля-ційно-інтерферометричного радіопеленгування ТСК [16] за умови його реалізації також на основі алгоритму ШПФ:

ТсК = Тса + Тка . (20)

При застосуванні алгоритму ШПФ тривалість ТСА дорівнює [15]:

(19)

ТСА = 2L ■ Ncc ■ l0g2 Ncc . (21)

Витрати ТКА ітераційного кореляційного аналізу відповідають визначенню за (De / he) циклів обробки по Ncc спектральних складових взаємного спектра S12l (j®k) по (L -1) каналах:

Тка = (De/he)-Ncc ■(L-1), (22)

де De - ширина сектору радіопеленгування, що дорівнює п радіан; he= 2 ■ 8Є - просторовий крок визначення напрямку на ДРВ; 5Є - максимальна абсолютна похибка дискретності визначення напрямку на ДРВ.

32

Вісник Національного технічного університету України "КПІ" Серія — Радіотехніка. Радіоапаратобудування.-2010.-№42

Пристрої та системи радіозв’язку, радіолокації, радіонавігації

З урахуванням (20), (21) загальні часові витрати ітераційного спектрального кореляційно-інтерферометричного пеленгування дорівнюють:

Тск = 2L • Ncc • log2 Ncc + (D„ / h) • Ncc •(L -1). (23)

Відношення цт часових витрат Тск ітераційного спектрального коре-ляційно-інтерферометричного і ТдК дисперсійно-кореляційного методів радіопеленгування дорівнює:

Вт

ТскL = 2L ■ log2 Ncc + (D, / h,) •(L -1)

Т дк 2 L • log2 Ncc + 2 • (L -1)

(24)

При D0 = п, відношення (D, / h0) = n /280 дорівнює кількості Lc циклів взаємного кореляційного аналізу Lc = п /280.

Мінімальна кількість каналів L зазвичай дорівнює трьом [1]. Тоді остаточний вираз рівняння (24):

.. = 3 • lQg2 Ncc +(п/280)

= 3 • log, Ncc + 2 . (25)

Аналіз рівняння (25) показує, що вже при 80 = 0,3°, Ncc = 512 виграш за швидкодією дисперсійно-кореляційного методу радіопеленгування Вт = 11 перевищує порядок і буде суттєво зростати при зменшенні 80. Таким чином запропонований метод дисперсійно-кореляційного радіопеленгування забезпечує суттєве підвищення швидкодії радіопеленгування.

Аналіз точності розробленого цифрового методу дисперсійно-кореляційного радіопеленгування Виконаємо дослідження точності розробленого цифрового методу дисперсійно-кореляційного радіопеленгування. В загальному випадку точність кореляційно-інтерферометричного радіопеленгування визначається дисперсією оцінки часу затримки af прийому радіовипромінювання рознесеними у просторі пеленгаційними каналами. Для умови рівномірного енергетичного спектра радіосигналу дисперсія часу затримки a2t при використанні когерентного кореляційного радіопеленгування визначається сумою шумової а2ш та флуктуаційної аф складових [12]:

2 2,2 at = аш + аіф -

де aL = 2п/ ю2с • Ta • в • a®s ; аФ =

,2

є • п

\

- +—2---

V® 0 • Ta ‘A®S ®0 • a J

(26)

; a - розмір апер-

тури антени; ю0 - частота несучої; є = 1 - r2, r - нормована міжканальна кореляційна функція; ц - відношення сигнал/шум в максимумі спектральної лінії сигналу; A®S 2 - середньоквадратичне значення ширини спектра сигналу.

1

Вісник Національного технічного університету України "КПІ" Серія — Радіотехніка. Радіоапаратобудування.-2010.-№42

33

Пристрої та системи радіозв’язку, радіолокації, радіонавігації

Шумова складова а2ш на відміну від флуктуаційної аф залежить від відношення сигнал/шум ц і відповідно від рівня спектральної густини потужності шуму Ыш пеленгаційних каналів. Флуктуаційна складова аф на

відміну від шумової аф визначається розміром a апертури антени.

Аналіз дисперсійно-кореляційного методу радіопеленгування, рівняння (11) і (13), показує, що він відрізняється від звичайного когерентного кореляційного алгоритму комплексним частотно залежним зважуванням взаємного комплексного спектра S12(j®k), що реалізується дисперсійним у(Аф(ю))-перетворенням його аргументу Аф(юк). Дисперсійне у(Аф(ю)) перетворення впливає тільки на рівень еквівалентного власного шуму Ыш д пеленгаційних каналів і може зумовлювати певне його зростання.

Таким чином, дисперсія часу затримки а2д дисперсійно-кореляційного алгоритму радіопеленгування буде відрізнятися від аналогічної дисперсії af когерентного кореляційного алгоритму тільки в частині шумової складової дисперсії часу затримки а2ш д.

Виконаємо оцінку шумової складової дисперсії оцінки часу затримки а2ш д для дисперсійно-кореляційного методу радіопеленгування та порівняємо її із значенням відповідної шумової складової а2ш когерентного кореляційного алгоритму. Для цього врахуємо, що максимальний приріст аАфу дисперсії аргументу взаємного спектра прийнятих реалізацій Аф(ю) при у(Аф(ю)) -перетворенні для умови а = юВ дорівнює:

max |аАфу} = (юв / юн f- аАф (юн). (27)

Дисперсійне у(Аф(ю))-перетворення взаємного спектра S12(jmk) зумовлює збільшення спектральної густини потужності еквівалентного шуму Ыш д пеленгаційних каналів у порівнянні із рівнем Ыш шуму при когерент-

ному кореляційному пеленгуванні:

N = юВ “fd®

ІУш.д А J 2 '

Аю^ ®н ю

(28)

Максимальне значення N д визначається за умови лінійної апрокси-

мації вагової функції (юВ /ю) < аю + b і дорівнює:

N

шд.тах

\юн

\

+1

У

N

4

(29)

Тоді відносне збільшення рівня шуму Аш та шумова складова диспер-

2

сії оцінки часу затримки аш д при дисперсійно-кореляційному пеленгуван-

2

34

Вісник Національного технічного університету України "КПІ" Серія — Радіотехніка. Радіоапаратобудування.-2010.-№42

Пристрої та системи радіозв’язку, радіолокації, радіонавігації

ні, з урахуванням рівнянь (26)-(29) не перевищує величини:

Д Nшо. max Nш

N

f fa>R ) 2 Л f Дю 2 >

0,25 В +1 - 1 _ 0,25 2 + S - 1

V Vю н ) ) V V юн ) )

<52, о _<32-Д _

ґш.д ґш ш

2л • Д,

(30)

Ю 0 • Ta '^ДЮ

Аналіз рівнянь (30) показує, що відносний рівень еквівалентного шуму при дисперсійно-кореляційному пеленгуванні пропорційний ширині спектра Дю5 радіосигналу та обернено пропорційний значенню його середньої частоти юсер _(юВ + юН)/2. Залежності відносного рівня шуму Дш

дисперсійно-кореляційного

радіопеленгування

від

ю

сер -

при

Дю^ _ 2л • 2 • 106 раО / с (ряд 1), Дю^2 _ 2л • 10 • 106 раО / с (ряд 2), наведені на рис. 1.

Середня частота сигналу, 6,28*10Л6 рад/с

Рис. 1. Залежності відносного рівня шуму Д ш дисперсійно-кореляційного радіопеленгування від Юсер

Аналіз залежностей на рис. 1 показує, що для випромінювань ДВЧ-УВЧ діапазону відносне збільшення рівня шуму Дш та шумової складової

дисперсії оцінки часу затримки <з2шд дисперсійно-кореляційного радіопеленгування буде становити не більше 2% з пропорційним збільшенням похибки радіопеленгування при незначних флуктуаційних помилках [12].

Таким чином дисперсійно-кореляційний алгоритм радіопеленгування зумовлює незначне збільшенням похибки радіопеленгування, що практично не перевищує 2%.

Висновки

Розроблений цифровий метод дисперсійно-кореляційного радіопеленгування забезпечує можливість суттєвого підвищення швидкодії пеленгу-

Вісник Національного технічного університету України "КПІ" Серія — Радіотехніка. Радіоапаратобудування.-2010.-№42

35

Пристрої та системи радіозв’язку, радіолокації, радіонавігації

вання у порівнянні з відомими часовими та спектральними кореляційно-інтерферометричними пошуковими методами пеленгування. Підвищення швидкодії забезпечується за рахунок використання дисперсійного перетворення комплексних взаємних спектрів сигналів та подальшого прямого визначення напрямку на ДРВ.

Проведені дослідження точності та швидкодії підтверджують ефективність цифрового методу дисперсійно-кореляційного пеленгування, який забезпечує суттєве, більше порядку, підвищення швидкодії пеленгування при незначних втратах точності. Аналіз показав, що для випромінювань ДВЧ-УВЧ діапазону відносне збільшення рівня шуму Аш та шумової складової дисперсії оцінки часу затримки а2шд дисперсійно-кореляційного пеленгування буде становити не більше 2%.

Література

1. Слободянюк П.В, Благодарний В.Г., Ступак В.С. Довідник з радіомоніторингу / Під. заг. ред П.В. Слободянюка. - Ніжин: ТОВ «Видавництво «Аспект-Поліграф», 2008. - 588 с.

2. Вартанесян В.А., Гойхман Э.Ш., Рогаткин М.И. Радиопеленгация. - М.: Воениз-дат, 1966. - 248 с.

3. Белавин О.В. Основы радионавигации. Учебное пособие для вузов. Изд. 2-е, пе-рераб. и доп. М., Сов. Радио, 1977. 320 с.

4. Старик М.Е., Кукес И.С. Основы радиопеленгации. - М.: Сов. радио, 1964. 640с.

5. Винокуров В.И., Ваккер Р.А. Вопросы обработки сложных сигналов в корреляционных системах. - М.: Советское радио, 1972. - 216 с.

6. Джонсон Д.Х. Применение методов спектрального оценивания к задачам определения угловых координат источников излучения//ТИИЭР, 1982, т. 70, №9, С. 126-139.

7. Патент РФ № 2190236, G 01 S 5/04 Способ обнаружения и определения двумерного пеленга и частоты источников радиоизлучения. - В.Н. Шевченко, Г.С. Емельянов, Г.Г. Вертроградов, Заявл. 13.09.2000; Опубл. 27.09.2002 г.

8. Шевченко В.Н. Двумерная цифровая обработка сигналов в антенных решетках методом коротких свёрток. - Антенны, выпуск 12(67), 2002, С. 18-22.

9. Jacovitti G. and Scarano G., Discrete time techniques for time delay estimation, IEEE Trans. Signal Procession, vol. 41, pp. 525-533, Feb. 1993.

10. Moura Jose M.F., Baggeroer A.B., Passive Systems Theory with Narrow-band and linear Constrraints: Part 1 - Spatial Diversity, IEEE Journal on Ocean Engineering, vol. OE-3, pp. 5-13, №1, Jan. 1978.

11. Патент РФ на изобретение № 2276381, G 01 S 5/04. Радиопеленгатор для определения двумерного пеленга. - В.А. Уфаев, А.И Кузнецов, В.Д. Хрипушин, И.И. Шайду-лин. Заявл. 12.01.2004; Опубл. 05.10.2006 г.

12. Караваев В.В., Сазанов В.В. Статистическая теория пассивной локации. - М.: Радио и связь, 1987. - 240 с., ил - (Статистическая теория связи. Вып. 27).

13. Тихонов В.И. Оптимальный прийом сигналов. - М.: Радио и связь, 1983. - 320 с.

14. Смирнов Ю.А. Радиотехническая разведка. - М.: Воениздат, 2001. - 456 с.

15. Цифровая обработка сигналов / А.Б. Сергиенко - СПб: Питер, 2003. - 608 с.

36

Вісник Національного технічного університету України "КПІ" Серія — Радіотехніка. Радіоапаратобудування.-2010.-№42

Пристрої та системи радіозв’язку, радіолокації, радіонавігації

16. Ципоренко В.В. Принципи побудови широкосмугового кореляційного цифрового радіопеленгатора / В.В. Ципоренко, М.В. Коваленко, В.Г. Ципоренко // Вісник ЖДТУ. Технічні науки. - Житомир: ЖДТУ, 2006. - № 4(39). - С. 36-43.

Ципоренко В.В. Метод кореляційно-інтерферометричного радіопеленгування з дисперсійною обробкою взаємних спектрів сигналів. Розроблено цифровий метод дисперсійно-кореляційного радіопеленгування, який відрізняється прямим визначенням затримки сигналу та відповідного напрямку на джерело радіовипромінювання. Виконано порівняльний аналіз швидкодії та точності розробленого методу.

Ключові слова: цифровий спектральний аналіз, спектральне дисперсійно-кореляційне пеленгування, безпошукове визначення пеленгу.

Цыпоренко В.В. Метод корреляционно-интерферометрического радиопеленгования с дисперсионной обработкой взаимных спектров сигналов. Разработан цифровой метод дисперсионно-кореляционного радиопеленгования, который отличается прямым определением задержки сигнала и соответствующего направления на источник радиоизлучения. Проведен сравнительный анализ скорости и точности разработанного метода.

Ключевые слова: цифровой спектральный анализ, спектральное дисперсионнокорреляционное пеленгование, безпоисковое определение пеленга.

Tsyporenko V. V. Correlation-interferometr method of DF with dispersion transformation of complex cross spectrum of signals. ^ digital method of dispersion cross-correlation DF which differs of subsequent direct determination of delay and proper direction to the source of radio radiation is developed. The compare analyze of fast-acting and error of developed method is executed.

Keywords: digital spectrology, digital spectral cross-correlation DF, without searching determination of radio direction.

УДК 621.39

РОЗПОДІЛ ПОТУЖНОСТІ СИГНАЛІВ НА ВХОДІ ПРИЙМАЧА ВИСОТНОЇ АЕРОПЛАТФОРМИ

Бичковський В.О, Реутська Ю.Ю.

Протягом останніх десятиріч простежується тенденція широкого використання аеростатичних літальних апаратів (АЛА) як висотних платформ для розміщення радіоретрансляційної апаратури. Привабливість АЛА зумовлена значною кількістю факторів, серед яких насамперед треба визначити їх економічність, ефективність та живучість. Сучасний рівень науки і техніки суттєво розширив можливості використання АЛА як у тропосфері, так і стратосфері, що відкриває нові перспективи у забезпеченні високоякісних телекомунікаційних послуг [1].

Для організації ефективного інформаційного обміну між абонентськими станціями (АС) через аеростатну ретрансляційну станцію (АРС) необхідно

Вісник Національного технічного університету України "КПІ" Серія — Радіотехніка. Радіоапаратобудування.-2010.-№42

37