CC BY
43имеющий "гетеродинные" уровни выходной мощности, который может быть успешно применен при разработках задающих генераторов в передатчиках СВЧ, а также гетеродинов в приемниках СВЧ. Опробованная конструкция генератора хорошо подтверждает теоретические рекомендации по разработкам генераторов миллиметрового диапазона, изложенные в [1]-[3].
Библиографический список
1. Тагер А. С., Вальд-Перлов В. М.. Лавинно-пролетные диоды и их применение в технике СВЧ. М.: Советское радио, 1968.
2. Давыдова Н. С., Данюшевский Ю. З.. Диодные генераторы и усилители СВЧ. М.: Радио и связь, 1986.
3. Полупроводниковые приборы в схемах СВЧ / Под ред. М. Хауэса, Д. Моргана. М.: Мир, 1979.
J. I. Alekseev
Taganrog state university of radioengineering
Investigation of IMPATT Diode Generator Characteristics of the Millimetre Band
The construction of IMPATT diode generator, which is matched by complementary radial cavity is discussed. The principal characteristics of researching generator are considered.
IMPATT-oscillator, electronic frequency displacement, mechanical frequency displacement
Статья поступила в редакцию 22 января 2004 г.
УДК 621.382.2
С. А. Корнилов, А. Э. Ланда, К. Д. Овчинников, Э. Ю. Седышев
Санкт-Петербургский государственный университет телекоммуникаций
им. проф. М. А. Бонч-Бруевича
Линеаризация твердотельных СВЧ-усилителей методом двойной обратной связи
Изложена теория метода линеаризации СВЧ-усилителей мощности, основанного на сочетании цепей отрицательной и положительной обратной связи; рассмотрены его особенности и требования к элементам линеаризующего устройства. Кратко описаны результаты экспериментов, проведенных на твердотельных усилителях диапазонов 1.8 и 10 ГГц.
Линеаризация, интермодуляция, транзистор, усилитель, мощность, СВЧ
Известно, что интермодуляция в передатчиках возникает в основном в оконечных усилителях мощности (УМ), работающих по соображениям энергетической эффективности в нелинейном режиме. Очевидным способом ее подавления является перевод УМ в линейный (или почти линейный) режим работы. Однако платить за это приходится значительным падением выходной мощности и КПД.
Другой путь заключается в использовании тех или иных схем, обеспечивающих независимость коэффициента передачи (усиления) устройства, содержащего УМ, от амплитуды колебаний. Эффект, достигаемый при этом, называют линеаризацией УМ. Схемные © С. А. Корнилов, А. Э. Ланда, К. Д. Овчинников, Э. Ю. Седышев, 2004 73
Рис. 1
способы привлекательны тем, что подавление интермодуляции не сопровождается столь значительным уменьшением КПД, как работа УМ в линейном режиме. Это важно для таких применений как спутниковая и сотовая связь.
К настоящему времени предложен ряд способов линеаризации [1]-[5]. Один из самых распространенных - метод прямой коррекции (feedforward) [2], [3]. Его суть поясняется схемой на рис. 1.
Сигнал ошибки формируется сравнением части мощностей входного и выходного напряжений УМ 2, выделенных ответвите-лями 1 и 3 соответственно, на вычитающем мостовом устройстве 4 и после усиления вспомогательным линейным усилителем 5 добавляется в должной фазе к выходному напряжению в сумматоре 6. При достоинствах ("точность" линеаризации , возможность выравнивания набегов фазы в основном и вспомогательном каналах, что важно с точки зрения полосовых свойств схемы), указанный метод имеет серьезный недостаток: коррекция больших отклонений от линейности УМ невозможна без существенного снижения КПД устройства. Дело в том, что при большой величине сигнала ошибки вспомогательный усилитель 5, работающий в линейном режиме, должен быть построен на приборе того же класса мощности, что и корректируемый УМ 2.
В настоящей статье рассматривается альтернативный метод, в котором указанный недостаток может быть преодолен при сохранении точности линеаризации.
Основные соотношения метода двойной обратной связи. Идея сочетания отрицательной и положительной обратной связи (ОС) была высказана Беггелли [6] применительно к линеаризации лампового УМ звуковых частот. Однако в свое время она не получила развития из-за слишком большого перекрытия частот звукового диапазона (/max/,/mm =
=100),
в котором невозможно реализовать необходимые фазовые соотношения. Но в
СВЧ-диапазоне достаточная для ряда применений относительная полоса пропускания составляет 5... 10%, чему соответствует значительно меньшее перекрытие частот (/max//min = 1 05 —11) . Это позволяет вернуться к принципу двойной ОС [7].
Структура устройства, в котором применительно к СВЧ-диапазону реализуется этот метод, показана в самом общем виде на рис. 2. Здесь сигнал ошибки формируется во входной цепи 1 УМ 2. Она может быть выполнена по-разному, но в любом воплощении
1 2 3
Рис. 2
Под "точной" будем понимать линеаризацию, устраняющую зависимость коэффициента усиления от амплитуды колебаний во всем динамическом диапазоне УМ. В этом смысле обычная отрицательная обратная связь принципиально не обеспечивает точной линеаризации. 74
должна содержать некоторый импеданс ¿е = -Яе + ]Хе с отрицательной вещественной частью. Помимо входного сигнала в цепь подается формируемый ответвителем 3 сигнал отрицательной ОС (ООС) с выхода УМ, управляющий степенью регенерации цепи. Такая структура может обеспечить точную линеаризацию устройства. Важно то, что в отличие от рис. 1, коррекция осуществляется на входе, а не на выходе УМ, т. е. при меньшем уровне сигнала. Эквивалентная схема входной цепи УМ показана на рис. 3.
Здесь источник сигнала - передающая линия - замещен ЭДС Ео = 2Е+ и внутренним сопротивлением Ж, равным волновому сопротивлению линии (Е+ -амплитуда напряжения падающей волны, которую полагаем вещественной). Равным образом представлен и источник сигнала ООС: Еп = р Й2 - его ЭДС, а Ж -
внутреннее сопротивление (в - коэффи-
Рис. 3
циент передачи цепи ОС, Ü2 - амплитуда напряжения на выходе УМ). Ze = -Re + jXe - импеданс элемента с отрицательным сопротивлением, регенерирующим входную цепь. Входное и выходное сопротивления УМ предполагаются согласованными, т.е. равными W.
Рассмотрим входную цепь в квазилинейном приближении. В соответствии с ее схемой амплитуда напряжения на входе УМ
Ü = (E0-ßÜ2)W/Zz, (1)
где = 3W + Ze - полный импеданс цепи.
Введем комплексный коэффициент усиления УМ Км (Ui) = Ü2/Ü. Используя его в (1), получаем
U =
(2)
1 +ркм (^у
Умножив обе части уравнения (2) наКм (Ц), найдем связь между напряжениями на выходе и входе линеаризующего устройства
Ц = ЕоКм (Ц )
2 ¿^/ж+рккм (ц ),
откуда вытекает выражение для коэффициента передачи (усиления) всего устройства:
K = ^
кКм (Ui)
zs/w+ßКм (Üi)
(3)
где U находится из трансцендентного уравнения (2).
Из (3) следует, что точная линеаризация устройства, т. е. постоянство К при изменении Ц}, реализуется при выполнении условия
Т.ъ = 3Ж + ¿е = 0, (4)
которое называется условием линеаризации.
В этом случае
К = 1/ в, (5)
а уравнение (2) приобретает вид в Ц^К (Ц) = 2Е+.
Подчеркнем, что термин "линеаризация" относится к устройству в целом и означает линейность связи Ц2 и Ео (связь и2 и Ц в режиме линеаризации остается нелинейной, определяясь только свойствами УМ).
Рассмотрим условие линеаризации (4). Учитывая, что 2е = -Я + уХе, можно переписать его в виде двух условий:
3Ж = Яе; (6)
Хе = 0. (7)
Для выполнения условия (6) в динамическом диапазоне амплитуд необходимо обеспечить независимость входного сопротивления УМ и Яе от амплитуды колебаний.
Избавиться от влияния входной нелинейности усилителя можно двумя способами. Один из них - изоляция УМ от входной цепи вентилем, другой - выполнение УМ в виде модуля, входной каскад которого работает в линейном режиме, и собственно усилителя мощности. Что касается активного элемента с отрицательным сопротивлением, то обеспечить постоянство величины последнего можно только при достаточно малой амплитуде колебаний во входной цепи УМ, содержащей этот элемент. Понятно, что чем больше коэффициент усиления УМ, тем меньше амплитуда напряжения на его входе.
Таким образом, и с этой точки зрения целесообразно осуществлять УМ в виде модуля. Разумеется, конкретные требования к малости амплитуды зависят и от класса и типа прибора, используемого для реализации отрицательного сопротивления.
Условие (7) можно выполнить единственным способом: компенсировать реактивность Хе некоторой пассивной реактивностью противоположного знака. Такая компенсация должна иметь место в динамическом диапазоне амплитуд колебаний, что возможно при постоянстве Хе . Это условие обеспечивается теми же мерами, что и постоянство Яе.
Заметим, что выполнение условия линеаризации (4) при разрыве цепи ООС, т. е. при в = 0 выводит входную цепь на порог самовозбуждения, что следует из (3). При в Ф 0 система всегда устойчива.
Полосовые свойства. Применительно к системам линеаризации рабочую полосу частот целесообразно определить как полосу, в которой уровень интермодуляционных помех остается меньше заданного. Существуют два фактора, ограничивающие эту полосу (будем называть ее полосой линеаризации) в рассматриваемой системе.
1. Отклонения от точного выполнения условий линеаризации (6) и (7) при изменении частоты. Они вызваны тем, что импеданс любого реального устройства, обладающего отрицательным сопротивлением, частотно зависим. При выборе и реализации такого устройства следует стремиться к ослаблению зависимостей Яе (ю) и Хе (ю). Напомним также о необходимости компенсации реактивности Х е на средней частоте полосы линеаризации. Указанные отклонения будут сказываться тем слабее, чем больше коэффициент передачи цепи ООС в, что видно из (3). Однако следует иметь в виду, что по (5) увеличение в сопровождается снижением коэффициента усиления линеаризующего устройства.
2. Набег фазы в цепи ООС. Для его уменьшения необходимо сокращать электрическую длину цепи.
В целом задача расширения полосы линеаризации не проста и требует конкретизации структуры, реализующей отрицательное сопротивление. Предварительная оценка показывает, что при надлежащем схемотехническом и топологическом исполнении устройства можно обеспечить относительную полосу линеаризации около 5%.
Реализация отрицательного сопротивления. Элемент, реализующий отрицательное сопротивление во входной цепи УМ, должен удовлетворять комплексу требований. Прежде всего, величина этого сопротивления должна как можно меньше меняться в динамическом диапазоне входного напряжения и при изменении частоты (об этом говорилось выше). Кроме того, этот элемент должен потреблять как можно меньше энергии питания, чтобы минимизировать его влияние на КПД устройства линеаризации в целом.
Существуют разные способы создания отрицательного сопротивления на СВЧ.
Использование активных диодных элементов с внутренней положительной ОС, таких, как лавинно-пролетные диоды (ЛПД) или диоды Ганна. Этот вариант привлекателен отсутствием внешней цепи ОС, набег фазы в которой уменьшает полосу линеаризации. Однако ЛПД приходится отвергнуть сразу же из-за сильной нелинейности, присущей этому прибору - его электронная проводимость изменяется уже при очень малых амплитудах колебаний. Диод Ганна лишен этого недостатка, но его энергетика оставляет желать лучшего. Тем не менее, в конкретных случаях его использование может обсуждаться.
Транзисторные схемы. Транзистор, охваченный положительной ОС, - автоколебательная система. Очевидно, ее можно заместить импедансом ¿е с отрицательной вещественной частью. Транзисторные схемы удовлетворяют, как показывает эксперимент, требованию постоянства ¿е при разумном уменьшении амплитуды колебаний и могут быть достаточно экономными по мощности питания. Что касается частотной зависимости ¿е, она
определяется, в основном, структурой цепи ОС. Распределенная цепь удобна в экспериментах, так как в нее легко ввести регулировочные устройства (фазовращатель, аттенюатор), но фазовый набег в ней уменьшает полосу линеаризации. Цепь с сосредоточенными элементами в этом отношении может оказаться лучше. Современная микроэлектронная технология позволяет создавать такие цепи, и именно этот вариант представляется перспективным при
Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2004. Вып. 4======================================
разработке практических устройств. Отметим также, что транзисторные схемы имеют преимущества гибкости и богатства номенклатуры промышленных транзисторов.
Экспериментальные данные. Для проверки работоспособности рассмотренного метода линеаризации были созданы и обследованы два лабораторных макета на частотах 1.8 и 10 ГГц.
Диапазон 1.8 ГГц. Макет был выполнен в виде набора блоков с их соединением коаксиальными кабелями. В качестве УМ использован модуль на биполярных транзисторах, изолированный от его входной цепи вентилем. Отрицательное сопротивление реализовано на линейном усилителе (также на биполярных транзисторах), охваченном распределенной цепью положительной ОС. Для настройки и регулировки макета в его составе предусмотрены аттенюаторы и фазовращатели.
Диапазон 10 ГГц. Этот макет также построен по блочному принципу, но соединение блоков осуществлялось волноводами. В качестве УМ использовался регенеративный усилитель на ЛПД, отличающийся высокой степенью нелинейности, а отрицательное сопротивление было создано на основе усилителя на полевых транзисторах, охваченного распределенной цепью ОС. Как и в диапазоне 1.8 ГГц, для регулировок в схему введены аттенюаторы и фазовращатели.
Эксперименты подтвердили работоспособность описанных макетов и адекватность теоретической модели. В обоих случаях наблюдался эффект линеризации и качественное соответствие экспериментальных и предсказанных теорией зависимостей. На частоте 1.8 ГГц двухчастотным методом [8] проведено измерение подавления интермодуляционных искажений, составившее 12.. .14 дБ.
Из-за больших набегов фаз в линиях ОС и регулировочных элементах оба макета были узкополосны (А/// = 0.5%) .
Приведенные цифры не характеризуют предельные возможности метода, так как эксперимент преследовал цель только проверки его основных положений (конструкция макетов была далека от оптимальной).
Главными результатами работы являются экспериментальное подтверждение работоспособности метода двойной ОС в СВЧ-диапазоне и разработка простой теоретической модели для описания процессов в устройствах, реализующих этот метод. Дальнейшее развитие работы видится в переходе к микроэлектронной технологии изготовления линеаризующих устройств и оптимизации их параметров.
Авторы приносят благодарность М. И. Пассу, привлекшему их внимание к системам с двойной ОС, а также О. А. Иванову, принимавшему участие в работе на начальной стадии исследований.
Библиографический список
1. Sechi N. F. Linearized class-B transistor amplifiers // IEEE journal of solid-state circuits. 1976. Vol. SC-11, № 2. P. 264-270.
2. Kenington P. B. Efficiency of feedforward amplifiers // IEEE proceedings. 1992. Vol. 139, № 5. P. 591-593.
3. Eid E. E., Beuregard F. Optimal feedforward liberalization system design // Microwave journal. 1995. № 11. P. 78-86.
4. Pengelly R. S. Improving the linearity and efficiency of RF power amplifiers // High frequency electronics. 2002. № 10. Р. 26-32.
5. Pothecary N., Sevic J. F., Socal N. O. Power amplifiers and transmitters for RF and microwaves // IEEE transactions on MTT. 2002. Vol. MTT-50. № 3. P. 814-826.
6. Baggelly W. Grid current compensation in power amplifiers // Wireless Engineering. 1933. № 2. P. 15-23.
7. Иванов О. А., Корнилов С. А., Овчинников К. Д. Линеаризация амплитудной характеристики СВЧ-усилителей мощности методом комбинированной обратной связи // Труды учебных заведений связи. 1996. № 161. С. 88-94.
8. Борисов Б. П. Измерение нелинейных характеристик элементов аппаратуры и трактов дальней связи. М.: Связь, 1969. 55 с.
S. A. Kornilov, A. E. Landa, K. D. Ovchinnikov, E. Yu. Sedyshev
Solid-State Microwave Amplifiers Linearization by Means of a Double Feedback
A theory of the method of microwave nonlinear amplifiers linearization based on certain negative and positive feedbacks combination is presented. Characteristic properties and requirements for linearization equipment are discussed. Some experimental results for solidstate amplifiers of 1.8 HHz and 10 HHz bands are cited.
Linearization, intermodulation, transistor, amplifier, power, UHF
Статья поступила в редакцию июня 2004 г.
