Контроль тепловых режимов силовых модулей Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

Контроль тепловых режимов

силовых модулей

Андрей КОЛПАКОВ

[email protected] Евгений КАРТАШЕВ

Ярким свидетельством прогресса элементной базы силовой электроники является непрерывное увеличение степени интеграции интеллектуальных модулей (Intellectual Power Module, IPM). Современный IPM представляет собой сложное устройство, объединяющее на одном кристалле или в одном корпусе мощный каскад, драйвер, устройство защиты. Использование IPM при правильном выборе алгоритма управления позволяет ограничивать электрические режимы силового ключа в рамках, определяемых областью безопасной работы (в англоязычной литературе Safe Operating Area, SOA).

Введение

Температура чипов IGBT и диодов (FWD) служит интегральным показателем, по которому можно судить о наступлении критических состояний. Точное знание температуры кристаллов при рассеянии определенной мощности необходимо для определения одного из важнейших параметров силовых модулей — теплового сопротивления.

Термомеханические стрессы, возникающие вследствие изменения внешних условий или тока нагрузки, непосредственно влияют на ресурс силовых ключей. Для измерения параметров термоциклов и оценки их влияния на срок службы необходимо не только оценивать перегрев чипов, но и знать распределение температуры в теле кристалла при заданных условиях эксплуатации.

Контроль температуры и тепловая защита IPM

Для измерения температуры силовых модулей и их защиты от перегрева применяются различные виды датчиков, наиболее распространенными из которых являются терморезисторы с отрицательным (NTC) и положительным (PTC) температурным коэффициентом. Основная проблема обеспечения надежности тепловой защиты в этом случае состоит в невозможности контроля мгновенного значения температуры, поэтому при выработке алгоритма необходимо учитывать тепловую инерцию системы.

Рассмотрим, как организована защита от перегрева в IPM SKiiP (SEMIKRON Integrated Intellectual Power), объединяющих в одном устройстве силовой каскад, драйвер, а также датчики тока, напряжения и температуры радиатора. В модулях семейства SKiiP устанавливаются кремниевые PTC чип-сенсоры типа SKCS, которые используются для мониторинга темпе-

ратуры и тепловой защиты. Электронная схема драйвера преобразует сопротивление датчика в аналоговый сигнал, изменяющийся в диапазоне 0-15 В, погрешность измерения не превышает 3%. Когда температура датчика достигает значения 115 ±5 °С, схема управления отключает силовые транзисторы. Соотношение аналогового напряжения Uta, формируемого на выходе “Temp. Analog OUT” драйвера SKiiP, и температуры DBC-подложки описывается следующей зависимостью:

Uta = -2+0,1xtDBC

Термодатчик устанавливается методом пайки на керамическую DBC-подложку модуля рядом с силовыми кристаллами. Благодаря высокой теплопроводности материалов керамики (оксид или нитрид алюминия), температура подложки и радиатора почти одинакова.

Надежность работы схемы защиты от перегрева во многом зависит от положения сенсора внутри силового модуля. Место измерения температуры играет особенно важную роль

в случае, когда пороговое значение задается встроенной в 1РМ схемой управления. Модули SKiiP не имеют базовой платы, их керамическая DBC-подложка с кристаллами устанавливается непосредственно на радиатор. Уровень тепловой связи силовых чипов и датчика меняется в зависимости от его положения, при этом возможны следующие варианты (рис. 1):

• А (сенсор непосредственно на кристалле ЮВТ);

• В и С (сенсор в различных точках DBC-платы);

• D (сенсор на поверхности радиатора).

Для каждого места установки тепловое

сопротивление «кристалл - датчик» Rth(j-T) (именно этот параметр указывается в документации SKiiP) имеет различное значение.

В состоянии теплового равновесия безопасный уровень срабатывания схемы защиты от перегрева может быть однозначно определен для любого из рассматриваемых вариантов. Если, например, температура кристалла Tj не должна превышать 140 °С, то отключение силовых транзисторов сле-

2,„.°С/Вт

Рис. 2. Динамический тепловой импеданс кристалла при различном положении термодатчика

дует производить при температуре датчика 120 °С (вариант А), 110 °С (вариант В), 100 °С (вариант С) и 70 °С (вариант D).

Чем выше уровень тепловой связи между источником тепла и сенсором, тем меньше время реакции и влияние системы охлаждения на процесс мониторинга температуры, поэтому использование интегрированных термодатчиков всегда предпочтительнее. В то же время при изменении любого параметра системы охлаждения (материал и толщина основания радиатора, температура охлаждающей среды, толщина слоя теплопроводящей пасты и т. д.) приходится корректировать и пороговое значение температуры отключения. Это затрудняет правильный выбор и настройку интегрированной тепловой защиты в интеллектуальных силовых модулях. С данной точки зрения датчик целесообразно использовать для мониторинга и формирования соответствующего аналогового сигнала. Порог срабатывания схемы защиты должен задаваться внешним контроллером в зависимости от режима работы силового модуля и способа его охлаждения.

Для примера рассмотрим, как увеличение толщины слоя теплопроводящей пасты с 50 до 100 мкм повлияет на тепловые характеристики системы. Сенсор А имеет наилучшую тепловую связь с чипом, следовательно, для этого случая значение теплового сопротивления «кристалл - датчик» Щщ-Г) будет наиболее стабильным. Действительно, его увеличение составило всего 3%, в то время как для вариантов В и С наблюдается рост на 7-8%. В случае D, при котором тепловое сопротивление более всего зависит от параметров системы охлаждения, увеличение превысило 25%.

Защита должна обеспечивать надежное отключение силового каскада как в статических режимах, так и при быстром изменении температуры. Каждый вариант установки датчика характеризуется специфической реакцией тепловой системы, которая оценивается с помощью графиков динамического теплового импеданса Zth (рис. 2). Сравнение эпюр Zft(j•_r) для разных положений сенсора показывает, что тепловая пара «чип - радиатор» достигает установившегося состояния примерно за 1 с, в то время как системе «чип - датчик» требуется до 100 с. Причиной этого является высокая теплоемкость радиатора и медленное распределение тепла в его объеме.

Каждый полупроводник в установившемся состоянии может рассеять определенную величину мощности Рш. При ее изменении (например, с 50 до 200% Ро) температура чипов будет повышаться с определенной постоянной времени. Датчик А зафиксирует заданный порог (120 °С) через 0,19 с, обеспечивая надежную защиту, при этом температура кристаллов не превысит предельного значения 150 °С.

При той же пороговой величине, определяемой сенсорами В и С, перегрев чипов может достигнуть критических величин 160 и 170 °С,

поскольку тепловая константа для этих случаев возрастает до 0,3 и 0,4 с соответственно. Задержка при использовании варианта D будет уже более 1 с, следовательно, он менее всего пригоден для защиты силовых ключей от перегрева. Таким образом, для устройств, работающих с большими коэффициентами перегрузки и при низких начальных температурах, использование стандартных термосенсоров в схемах защиты от перегрева не может полностью гарантировать предотвращения перегрева кристаллов. Анализ основных особенностей тепловых систем, отличающихся различным положением датчика температуры, приведен в таблице. Наиболее предпочтительным считается вариант В, обеспечивающий сравнительно небольшое время реакции и гальваническую изоляцию.

Надежная защита от кратковременных тепловых перегрузок является достаточно сложной задачей. Ее невозможно решить путем ограничения тока, поскольку его изменение в пределах области безопасной работы является допустимым. В то же время увеличение тока неизбежно ведет к повышению температуры полупроводниковых чипов. Как было показано выше, длительное время реакции термодатчиков не позволяет организовать абсолютно безопасную защиту от перегрева.

Решением проблемы является одновременное использование сигналов токовых и тепловых сенсоров и организация защиты по определенному алгоритму, исключающему критические перегрузки по любому параметру. Такую возможность предоставляют

интеллектуальные силовые модули, имеющие широкие возможности мониторинга режимов. Управляющий контроллер может вычислять реальную температуру чипа Tj на основании сигналов, получаемых с датчиков, и анализа рабочих режимов схемы. Зависимость Tj от времени tp определяется в соответствии с выражением:

Tj(tp) = Тг+РохЩк(!-г)+(РоуеГРо)х^к(!-г)@1:р,

где Ро — мощность рассеивания при t = 0; Ртег — мощность рассеивания в режиме перегрузки; Zth(j_r) — динамический тепловой импеданс (его зависимость от ^ всегда приводится в технических характеристиках); Тг — температура датчика (доступна в виде аналогового сигнала на разъеме Х1 модуля SKiiP).

Косвенные методы контроля температуры

При проектировании силовых преобразовательных устройств необходимо учитывать влияние условий эксплуатации на срок службы и надежность. Основное влияние на ресурс подобных изделий оказывают характеристики термоцикла: средняя рабочая температура Тт и ее градиент dT. Оба этих показателя в свою очередь зависят от внешних условий и характера изменения нагрузки.

Тепловые характеристики силового конвертора достаточно точно могут быть проанализированы с помощью одномерной модели, описанной в виде эквивалентной электриче-

Таблица. Характеристики тепловых систем при различных вариантах положения термодатчика

А в С D

Хорошая тепловая связь с кристаллами IGBT и FWD Допустимая тепловая связь с кристаллами IGBT и FWD Допустимая тепловая связь с кристаллами IGBT, недостаточная — с FWD Низкий уровень тепловой связи

Малое время реакции Среднее время реакции Среднее время реакции (большее, чем в случае В)

Низкое влияние системы охлаждения на Rth(j-r) Имеется влияние системы охлаждения на Rth(j-r) Имеется влияние системы охлаждения на Rth(j-r) (большее, чем в случае В) Высокое влияние системы охлаждения на Rth(j-r)

Нет гальванической изоляции Гальваническая изоляция обеспечивается DBC-керамикой Гальваническая изоляция обеспечивается DBC-керамикой Безопасный уровень изоляции

°с

Рис. 3. Зависимость числа термоциклов до отказа (^) от градиента dT и средней температуры 1т для стандартных модулей IGBT

ской схемы. Потери мощности в ней представляются в виде источника напряжения, а внешняя температура — источника тока. Используя подобную схему и зная величины тепловых сопротивлений и емкостей, можно моделировать статические и динамические тепловые характеристики и рассчитывать параметры циклограммы: среднюю температуру Тт и градиент ДТ.

Устойчивость силового модуля к термо-циклированию оценивается с помощью семейства экспериментальных характеристик, получаемых в ходе ускоренных испытаний и описывающих зависимость количества циклов до отказа от параметров циклограммы: N/■ = /(Тт, dТ). На рис. 3 приведено семейство подобных кривых для стандартных модулей ЮВТ.

Базой для всех вычислений служит значение рассеиваемой мощности, которое определяется с помощью известных методик или автоматизированных программ. Намного более сложной является задача создания эквивалентной тепловой модели, способной

корректно отобразить статические и динамические характеристики силового модуля.

Многие производители приводят тепловые характеристики компонентов в форме так называемой эквивалентной схемы Фостера, однако ее адаптация для большинства конкретных условий охлаждения представляет большую сложность. Схема Фостера, созданная на основе теории систем и отображающая передаточную функцию для импульсов постоянной мощности, представляет собой последовательное соединение параллельных КС-цепочек. Однако передаточные функции не могут соединяться последовательно. Значит, чтобы получить достоверную картину, необходимо создать модель всей структуры, включая силовой модуль, слой теплопроводящей пасты, радиатор, вентилятор.

Температура силовых чипов должна быть определена посредством измерения динамических тепловых характеристик системы, учитывающих их временную зависимость. Использование термодатчиков при этом является проблематичным, поскольку чипы,

как правило, недоступны для прямых измерений. Поэтому на практике чаще всего применяются косвенные методы, когда сенсором является сам кристалл.

Напряжение насыщения «коллектор -эмиттер» УСц!а{) практически линейно зависит от температуры чипа при малом токе коллектора. Коэффициент пропорциональности составляет примерно -2 мВ/°С при 1С = 100 мА. Чтобы исключить влияние неизбежного технологического разброса, характеристика УСЕ(аа)) = /(Т) должна быть откалибрована. В момент измерения нагрузка отключается и на кристалл подается стабильный ток от источника, в технической литературе эта процедура обычно называется «УСЕ(Т) метод».

Для получения корректных результатов контроль следует проводить после наступления равновесного состояния. Для существующих технологий ЮВТ время рекомбинации составляет примерно 50 мкс, поэтому измерение обычно начинают спустя 100 мкс после отключения силового тока. Получить подобное «временное разрешение» с помощью внешних сенсоров практически невозможно.

Если перед отключением нагрузки ЮВТ находится в состоянии равновесия, тепловая кривая может быть снята для времени от 100 мкс до нескольких секунд, что позволяет обеспечить максимально достоверное построение схемы Фостера.

При калибровке важно обеспечить равномерный прогрев модуля, для этой цели он помещается в термостат или устанавливается на подогреваемый теплосток. Однако в течение активной фазы работы кристалл прогревается неравномерно, наивысшая температура наблюдается в его центре (рис. 4). Значение градиента температуры растет с увеличением размера чипа, для мощных ЮВТ он может превышать 40 °С, следовательно, при использовании метода У^Т) необходимо учитывать влияние геометрии кристалла.

Изображение, показанное на рис. 5, получено на кристалле ЮВТ, рассеивающем по-

стоянную мощность 273 Вт. Метод косвенного определения температуры по напряжению насыщения дает при этом значение «виртуальной» температуры чипа 108,5 °С. Чтобы проиллюстрировать влияние его геометрии на результаты измерений, была создана 3-мерная модель, включающая силовой модуль и теп-лоотвод. Для максимального приближения характеристик системы к реальному поведению изменялось значение эффективной толщины слоя теплопроводящей пасты и коэффициента теплопередачи между радиатором и охлаждающей жидкостью. На рис. 5 показано сравнение измеренных и промоделированных значений температуры чипа вдоль его диагонали. Зона затвора, не рассеивающая мощность, и затеняющие тепловой профиль области подключения выводов, дающие провалы на измеренной кривой, при моделировании не принимались во внимание.

При анализе необходимо принимать во внимание равномерность распределения измерительного тока. Из-за отрицательного температурного коэффициента У^^ максимальная плотность тока будет наблюдаться в более нагретой области кристалла. Среднее значение температуры, найденное по напряжению насыщения, составляет 108,9 °С, а в результате моделирования и усреднения по поверхности чипа получена величина 108,1 °С. Температура, измеренная инфракрасной камерой (106,6 °С), оказывается немного меньше из-за затемнения, вносимого выводами кристалла.

Заключение

Полученные в ходе многочисленных исследований данные показывают, что значение «виртуальной» температуры чипа, определенное по методу УСЕ(т), хорошо согласуется с ре-

Рис. 6. Характеристика динамического импеданса,

полученная при моделировании по среднему току, идентична кривой, измеренной по напряжению насыщения

зультатами измерений. Как показано на рис. 6, при этом также обеспечивается корректное отображение графика динамического теплового импеданса. Полученные величины достаточно близко совпадают со значениями температуры, усредненными по площади чипа. Использование напряжения насыщения в качестве косвенного параметра является наиболее удобным как при нормировании тепловых характеристик, так и при сравнении результатов измерений и моделирования.

Применение пассивных датчиков температуры, даже интегрированных в состав 1РМ, не позволяет обеспечить абсолютную надежность работы силового каскада в условиях мощных кратковременных перегрузок. Для организации такой защиты должен быть выбран алгоритм управляющего контроллера, обеспечивающий ограничение электриче-

ских режимов в рамках, заданных областью безопасной работы. ■

Литература

1. SKiiP Modules Explanations. SEMIKRON International, 2007.

2. Wintrich A. Sensor Applications in Power Modules. SEMIKRON Elektronik, 2007.

3. Scheuermann U. Chip Temperature Measurement without Additional Sensors. Bodo's Power Systems. November 2009.

4. Scheuermann U., Schmidt R. Investigations on the VCE(T) Method to Determine the Junction Temperature by Using the Chip Itself as Sensor. Proc. PCIM09, CD-ROM. Nuremberg, 2009.

5. Колпаков А. И. SKiiP против IPM, или Сколько интеллекта нужно модулю // Электронные компоненты. 2003. № 9, 10.