КОМПЕНСАТОРЫ ПОМЕХ ДЛЯ ППРЧ РАДИОЛИНИЙ ДЕКАМЕТРОВОГО ДИАПАЗОНА ВОЛН Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

В. И. Мирошников

Генеральный конструктор ПАО «Интелтех», доктор технических наук, профессор

П. А. Будко

Ученый секретарь ПАО «Интелтех», доктор технических наук, профессор

Г. А. Жуков

Советник генерального конструктора ПАО «Интелтех», кандидат технических наук, доцент

КОМПЕНСАТОРЫ ПОМЕХ ДЛЯ ППРЧ РАДИОЛИНИЙ ДЕКАМЕТРОВОГО ДИАПАЗОНА ВОЛН

АННОТАЦИЯ. В статье рассмотрены методы повышения вероятностно-временных характеристик радиолиний декаметрового диапазона частот с перестройкой рабочих частот по псевдослучайному закону на примере построения двухканального и одноканального адаптивного компенсатора помех. Предложен вариант повышения помехоустойчивости приема сигнала в реальных условиях декаметровой связи за счет внедрения мультидиаграммной кольцевой антенной решетки, обеспечивающей формирование «статических» порциальных диаграмм направленности, число которых определяется исходя из заданных параметров подавления помехи.

КЛЮЧЕВЫЕ СЛОВА: адаптивный компенсатор помех, помехоустойчивость, радиолиния, рабочая частота, порциальная диаграмма направленности.

Введение

Современные технологии обработки радиосигналов позволяют обеспечить повышение устойчивости и скорости обмена данными в каналах с переменными параметрами, в том числе в декаметровом канале связи, востребованном как гражданскими, так и военными ведомствами [1].

Радиолинии (РЛ), используемые в декаметровом диапазоне волн (ДКМВ) условно можно разделить на три основных группы по способу использования частотного ресурса:

— радиолинии, обеспечивающие передачу всего сообщения на одной выделенной частоте (одночастогные радиолинии — ОРЛ);

— частотно-адаптивные радиолинии (ЧАРЛ-радиолинии), в которых сообщение в зависимости от изменяющейся помеховой обстановки может быть передано на частотах из разрешенного перечня;

— к третьей группе можно отнести радиолинии, в которых сообщение разбивается на информационные блоки с определенным чис-

лом элементов и каждый блок передается на новой рабочей частоте (РЧ) изменяющейся по псевдослучайному закону (ППРЧ), известному только назначенным абонентам и не может быть определен в реальном масштабе времени посторонним наблюдателем.

Целью данной статьи является рассмотрение методов повышения помехоустойчивости приема при использовании ППРЧ-радиолиний декаметрового диапазона волн.

Методы повышения вероятностно-временных характеристик радиолиний ППРЧ

Преимуществами ППРЧ-радиолиний, особенно с побитной передачей сообщения в режиме псевдослучайной перестройки рабочих частот, по сравнению с ОРЛ и ЧАРЛ являются:

— информационная скрытность при использовании режима частотной телеграфии (ЧТ) или амплитудной модуляции (АМ) [2];

— низкая вероятность постановки прицельных преднамеренных помех;

— слабое влияние многолучевости на вероятность приема радиосигнала;

— возможность совместной работы с ОРЛ и ЧАРЛ без практического снижения эффективности их функционирования;

— обеспечение электромагнитной совместимости (ЭМС) с другими РЛ;

— статистическая независимость принимаемых элементов информации, что исключает группирование ошибок в принятом сообщении и позволяет использовать эффективное кодирование.

Фрагмент спектрограммы реальной работы ДКМВ РЛ с побитной ППРЧ представлен на рис. 1.

В свою очередь, недостатками РЛ с ППРЧ являются:

— необходимость привязки к системе единого времени (СЕВ) для обеспечения синхронной перестройки радиопередающего устройства (РПДУ) передающего радиоцентра (ПДРЦ) и радиоприемного устройства (РПУ) приемного радиоцентра (ПРЦ);

— при «быстрой» ППРЧ, характерной для передачи блоков информации на одной частоте длительностью менее времени распространения радиоволн до ПРЦ (например, до 30 мс, при протяженности радиотрассы до 9 тыс. км) необходимость дополнительного учета переменного времени рассогласования приемного и передающего комплекта РЛ ППРЧ, зависящего от

расстояния между ПДРЦ и перемещающимся объектом (например, между береговым пунктом управления и глобально перемещающимся надводным кораблем).

Данный фактор приводит к необходимости перед текстом сообщения передавать синхронизирующую последовательность, что снижает помехоустойчивость РЛ, особенно в условиях воздействия преднамеренных помех, а также увеличивает общее время передачи сообщения. Однако, время перестройки на новую частоту (для сокращения суммарного времени передачи) может быть сведено практически к нулю при использовании пуш-пульных (push-pull) схем для возбудительных и приемных устройств.

Вместе с тем, на базе современных SDR-технологий уже серийно выпускаются многоканальные РПУ (без существенного удорожания по сравнению с одноканальными РПУ) [3], а также устройства долговременной «цифровой записи» сигналов радиоэфира с возможностью последующего анализа и обработки этих сигналов.

Таким образом, существует возможность «ждущего» режима приема сигналов ППРЧ при рассогласовании синхронизации времени переключения частот на РПДУ и РПУ, что может быть обусловлено длительным временем отсутствия сигнала связи и сигнала СЕВ или значительным удалением объекта управления (ОУ) от пунктауправления (ПУ).

\|/ 1 Активная широкодиапазонная (10 кГц-^80 МГц) малогабаритная антенна

=LrJL-dh

2 Антенное согласующее устройство

3!

3 Блок радиоприемников

3.1

РПУ

fi

3.2 РПУ

3.3 РПУ

3.4 РПУ

U

3.5 РПУ

3.6 РПУ

3.7 РПУ

3.8 РПУ

3.9 РПУ

3.10 РПУ

3.11 РПУ fi,

3.12

РПУ

f»

3.13 РПУ

fi в

3.14 РПУ

fi4

3.15 РПУ

fs

4 Блок демодуляторов -регенераторов

4.2 [ДМР

"•"5.2

4.3 ДМР

4.4

1ДМР

17

Л5.4

4.5 ДМР

4.6 1ДМР

jy

4.7 1ДМР

■**5.7

4.9 ДМР

4.10

1ДМР

4.11 1ДМР

4.12 1ДМР

4.13 ДМР

4.14 1ДМР

Il I к I к I к I к I к

5.9 Л5.10 Л5.11 Л5.12 Л5.13 -4.14

4.1 Демодулятор-регенератор (ДМР)

I- Т ,

4.8 1ДМР

4.15 ДМР

t

т* Г -1 F- Т-

от J4.9 - от 4.10 ^ от 4.11 ат от 4.12 J4.13 _ от 4.14 •

5 Блок стробирования

44^ 4.5^ | 4.6^ 4./

5.1 Плата строби--рования

I

Т,

машинальное время (жхинхрон иза ции

I I

-AT

AT

—Hi— —

:

AT AT

а

5.8

5.15

I. . I

AT AT

M

AT AT

f,i -

II

AT

AT

6 Расчетный блок алгоритма Виттерби

6.1 Общий регистр записи

кловои ген

Il I

ератор так

II Г

TOBtyX импу.

I i I I

льсов (прове 1111

Точный

I I

цию) 30 ТИ)

III Г

I I

6.5 Плата

сдвига ТИ

Il |l II

I! I

6.3 Срав I I I

нител ь

I I I

il I

6.4 Счетчик совпадений

(11 из 30) _Л

6.5 Плата:сдвига ТИ

I I I I I

б.З Сравниватель

I I I I I I I I I I I I I I I I

I

I

I

6.4 Счетчик совпадений

I I_L

J_L

(13 из 30)

J_J

6.5 Плата сдвига ТИ

6.3 Сравниватель

I I I I I I I I I I I I I I I I I I I I I I I

6.4 Счетчик совпадений (30 из 30)

I I I I I I I I I I I I I I I I I I I I I I I I I I I I I I „Г

Последовательная синхронизация по каждому импульсу стробирования и выработка сигнала синхронизации при числе совпадений более 25 (Л/совп.>25)

7 Получатель сообщения

Если возможное временное рассогласование при перестройке рабочих частот на ПДРЦ и ПРЦ составляет Тр, то количество необходимых «дежурных» каналов приема в этом случае может быть определено исходя из длительности информационной посылки на одной частоте (А?):

к = тр/д?,

где Тр—максимальное время рассинхронизации (необходимое время нахождения канала приема на соответствующей частоте для исключения пропускаполезного сигнала).

Для характерных значений Тр и Д? в декаме-тровом канале радиосвязи достаточно десяти — пятнадцатиканального РПУ 15).

На рис. 2 проиллюстрирован алгоритм обеспечения приема сообщения при неопределенном времени рассинхронизации в перестройке рабочих частот.

За время Тр на выходе каждого демодулятора-регенератора (ДР) может быть зарегистрирован только один «правильный» бит (в случае наличия сеанса связи и энергетического контакта), а также биты «ложного» срабатывания ДР (ошибки).

В блоке стробирования вырабатываются импульсы (ИС), соответствующие зарегистрированному (зарегистрированным) элементам (бит).

Таким образом, в общем регистре записи образуется временная последовательность ИС, которую можно рассматривать как скрытую цепь Маркова. Следовательно «поиск» реально передаваемых блоков сообщения можно реализовать на базе известных алгоритмов Витерби (динамического программирования) [4], используя признак равного временного интервала А? между соседними ИС, соответствующими элементам передаваемого блока сообщения.

Задаваясь требуемой вероятностью ложной синхронизации, исходя из формулы Бернулли, Рл = Сикрк qN-k, (где И — число элементов в анализируемом блоке сообщения, к—число ложных элементов в блоке сообщения), можно выбрать необходимые значения ^и к.

Так на рис. 3 приведены графики вероятности ложной синхронизации для различных значениях N ж к при вероятности ошибочного приема одного бита^ош = 0,2. Из графиков следует, что даже при таких высоких значениях^ош вероятность ложной синхронизации при N> 30 и к <4 позволит обеспечить достаточно низкую вероятность ложной синхронизации Рл< 10~15.

Примечание:

1. При практической реализации поиска синхронизирующей комбинации необходимо учесть временной «джит-тер» между импульсами «считывания» вызванный многолучевостью, свойственной для ДКМ канала связи.

2. Рассмотренная методика может использоваться и для приема сообщения вцелом при наличии соответствующихвычисли-тельных ресурсов в аппаратно-программном комплексе приема сигналов.

Высокая загруженность ДКМВ диапазона волн излучателями различной мощности (до 20 кВт и более) приводит к повышению вероятности ошибки в приеме элементов сообщения, и, как следствие, к снижению вероятности правильного приема сообщения.

В работе [5] показано, что с точки зрения оптимизации вероятности «попадания» бита сообщения, передаваемого в режиме ППРЧ, в частотную «зону», условно свободную от случайных помех, целесообразно снизить полосу, занимаемую сигналом, до 20^30 Гц. Дальнейшее снижение А/следует осуществлять при повышенных требованиях по ЭМС РЛ с другими системами радиосвязи, при пониженной мощности излучения сигнала, а также в случае работы в условиях преднамеренных помех. Для примера на рис. 4 приведен график вероятности правильного приема бита рпр сообщения для трассы протяженностью 6 тыс. км, мощности излучения РПДУ Ризл = 10 Вт, при передаче сигнала в режиме ЧТ с различной полосой (длительностью) в условиях воздействия «слабой» (иП =1 мкВ/м) и «сильной» (иП ~20 мкВ/м) помех.

Если снижение полосы частот, занимаемой сигналом можно реализовать в РЛ за счет выбора сигнально-кодовой конструкции (СКК), то снижение уровня случайных (преднамеренных) помех в полосе приема можно осуществить за счет использования адаптивных компенсаторов помех.

Эффективность применения АКП иллюстрируется графиками на рис. 5, где приведены граничные значения вероятности ошибки приема бита сообщения при использовании двухканального компенсатора для различных значений коэффициента подавления помехи КАКП, (к2 и кп2 — среднестатистические значения отношения энергии сигнала и сосредоточенной помехи к спектральной плотности шума).

Количество разрешенных сбоев в блоке из N бит

Рис. 3

Рпр

Рис. 4

РАкп при Лп2 =100

1 ю юо Л2

Примечание: Необходимо отметить, что использование компенсатора помех, формирующего диаграмму направленности (ДН) с одним управляемым направлением ослабленного («нулевого») приема недостаточно эффективно при работе с широкополосным сигналом (ШПС), в полосу которого может попасть до двух и более независимыхпомех. Характерным примером является ШПС в СДВ диапазоне волн.

На рис. 6 приведена спектрограмма сигналов реального эфира в полосе 30 ^ 60 кГц. Из представленного скриншота ясно, что при частотной полосе сигнала свыше 5 кГц в его полосу всегда попадет от 2-х и более мощных помех и при использовании компенсаторов с управляемой «кардиоидной» ДН (характерной для СДВ диапазона волн) при определенных соотношениях азимута прихода помех и полезного сигнала возможно даже ухудшение соотношения сигнал/помеха на выходе АКП. В этом случае (при отсутствии возможности формирования нескольких «нулевых» зон ДН с сохранением необходимого уровня полезного сигнала), целесообразно использовать блоки управляемых режекторных фильтров и ориентировать ДН антенной решетки максимумом на ожидаемое направление прихода полезного сигнала.

Однако в условиях «присутствия» полезного сигнала в ходе процесса подавления помехи происходит смещение значений весовых коэффициентов Ж (адаптивно управляемых соотношений коэффициента передачи и фаз в каналах обработки сигналов) АКП от оптимальных (№ош).

Как было показано в [5] для снижения этого эффекта в радиолиниях с применением режима узкополосной передачи ЧТ сигналов целесообразно использовать АКП с управлением подавления помехи с выхода фильтра «защитного интервала», см. рис. 7.

Так, например, при передаче сигнала в полосе А/~ 30 Гц, состоящей из частотных полос канала «нажатия» Д4Н ~ 10 Гц, канала «отжагия» А/ко ~ ~ 10 Гц и защитного интервала Д4, ~ 10 Гц процедура автоматического подавления помехи, попавшей в полосу Д/ можно осуществить с помощью АКП в канале А/кз, в котором полезный сигнал заведомо буцет отсутствовать. В этом случае установившиеся значения Жопг, соответствующее подавлению в полосе Д4 не будет отличаться от значений весовых коэффициентов, обеспечивающих подавление помехи в частотных полосах А/ка и А/ко. Данный факт, характерный для узкополосных и сверхуз-кополосных сигналов позволяет реализовать эффективный АКП, в котором отсутствует явление «смещения» Жопт при поступлении полезного сигнала и одновременно может быть установлено значение т0, согласованное с ожидаемыми параметрами помехи и удовлетворяющими следующему неравенству, характеризующему условия эффективного функционирования АКП при наличии фединга помехи по амплитуде и азимуту прихода.

< {п

Г Р Л 1 + а-3-

Рш у

Р,

где а — суммарный коэффициент передачи приемного тракта; Рс, Рп, Рш — соответственно

Сигнал

0°/ Помеха

А

У

с1

РПУ 1 ,—1 ог РПУ 2

Выход ПЧ

Выход ПЧ

т о

< ч;

< А <

А 1-: А

О X Ш

Н Н

га 1-= га

£ 5 %

го Э1 Р

I го О

го » »

ПФД Д/с

1=5

ф

ПФА/с

АБУ

Л

+

х ч= о

чг < чг

< А 1-: <

А А

<и X 01

X 5

Н Н

га 1-' га

36 *

га ? Р

X га О

со V «

у

+

+

V V

Демодулятор

т

Решение

Рис. 7

мощности сигнала, помехи и шума, |3 — коэффициент максимально допустимого отклонения Ж от Жопт — время цикла изменения параметров помехи в условиях «замирания».

Отметим, что двухканальный компенсатор помех можно рассматривать как упрощенный пеленгатор, т. е. время усреднения значения Ждля получения Жопг соответствует усреднению мгновенных отсчетов пеленга сигнала для получения минимальной ошибки в его определении, и как показано в [6], время этого усреднения для ДКМ канала связи должно составлять примерно 200— 500 мс, что, как правило определяет значение

Повышение помехоустойчивости приема сигнала в реальных условиях декаметровой связи также можно обеспечить за счет внедрения муль-тидиаграммной кольцевой антенной решетки (МКАР), обеспечивающей формирование М «статических» порциальных диаграмм направленности (ПДН), число которых определяется исходя из заданных параметров уровня подавления помехи.

На рис. 8 представлена выборка порциальных диаграмм направленности, формируемых МКАР. Из данного рисунка видно, что в момент времени Тх подавление помехи с сохранением приемлемого уровня полезного сигнала обеспечивается при использовании ПДН-# (ПДН голубого цвета), а в момент времени Т2 из-за изменения азимута прихода помехи оптимальным является прием на ПДН-/ (ПДН красного цвета) и т. д.

Полезный Помеха

сигнал (диапазон фединга по азимуту «прихода»)

Порог чувствительности РПУ

ПДН-г / ПДН-<? ПДН-/

-180° -150° -120° -90°

-60° -30'

150°9, град

Т

Кол ь цевая \1/

т

антенная

т

решетка

1-й ф ильтр-преселектор

\1/

+

Малошумящий усилитель 1

2-й ф ильтр-преселектор

—I-

\1/

Малошумящий усилитель 2

Аналого-циф ровой преобразователь 1

Аналого-циф ровой преобразователь 2

Блокустановки фазовых соотношений

1-й блок цифровой обработки сигнала Дф1 Аср2 ... Дф/ ... ДсрЗбО

7-й ф npecej ильтр-пектор

I

Малошумящий усилитель 7

Аналого-L преобраз (иф ровой ователь 7

т

2-й блок цифровой обработки сигнала Дф1 Дф2 ... Дф/ ... ДсрЗбО

ш=

z,

8-й ф npecej 1льтр-пектор

1

Малошумящий усилитель 8

Аналого-L преобраз |иф ровой ователь 8

Блок „ частотной коррекции

7-й блок цифровой обработки сигнала Дф1 Дф2 ... Дф/ ... ДфЗбО

8-й блок цифровой обработки сигнала Дф1 Дф2 ... Дф/ ... ДфЗбО

Вх.1

Вх.2

Bx.i

Вх.360

Блок выбора решения

1-й

демодулятор 1

1-й декодер

I

1-й блок установки весовых коэфф-тов

K-Ii знак

m 0 K-1-ii знак

£ IS X K-2-ö знак

и s 11

сш "Чо Ср. знак

О-О н О

<и а 3-й знак

>s ■ 2-й знак

1-й знак

2-й

демодулятор -

2-й декодер

I

2-й блок установки весовых коэф ф -тов

1-й блок весов, множит.

К-й знак

m 0 К- 1-Й знак

х (О К-2-а

т знак

и s SI

СШ m\Q Ср. знак

Q.O l-o ии

|_ Ol а. З-о знак

>s ■ гм 2-й знак

1-Й знак

360-й демодулятор

1

360-й декодер

I

360-й блок установки весовых коэфф-тов

К-й знак

ш i К-1-о знак

п X го К-2-й знак

И

ОЮ Ср. знак

ГИСТ COO

01 а >5 3-й знак

о 00 2-й знак

1-й знак

360-й блок весов, множит.

Вх.1 Вх.2 ... Вх.360

Блок весового мажоритарного сложения знаков

К получателю сообщения

Таким образом, для мультидиаграммной антенной системы [7] в каждый момент времени всегда найдется соответствующая ПДН, в которой будет обеспечено подавление мощной помехи (до 40 дБ) с сохранением необходимого уровня полезного сигнала.

Автоматический выбор ПДН обеспечивается путем одновременного параллельного анализа сигнала в блоке выбора решений со всех, например, 360 выходов блоков суммирования, см. рис. 9.

Одним из методов снижения времени доведения сообщения при использовании узкополосных (сверхузкополосных) сигналов, передаваемых в помехозащищенном режиме «побитной ППРЧ», является параллельная передача с использованием многоканального (мегаканаль-ного) возбудительного устройства [8] структурная схема которого представлена на рис. 10. При этом АПК может быть реализован на базе многоканального 8ВЯ-РПУ в соответствии со

V.

АФП

БСА

Сумматор кодов частот

УМ ПФ

131

ЦАП К

1-од2Л/-й сумирующий блок

------------С

Г"

-ХГ-

Выход

сумирующии блок

ш

1-й сумматор

ш

1-й 2-й Л//2'-й

регитр регитр регитр

г- й памяти памяти памяти

ш

I-

1-й суммирующий'блок

2-й сумматор ... Л//2'-й сумматор

— —

— ---., ----------^ 1..;----

0-й суммирующий блок ,

Блок эл.

! ключей I_______

Ключ

«1>

О

Информационная шина

тГ

Ключ

«О»

Ключ

«1»

О

Инф- вх. /\ ' 'А ' «1-йбит»А Д АД

Упр. вых. граб

¿раб

Ключ

«0»

Инф. вх. «2-й бит»*1

Ключ

«1»

о

граб

7Г

граб

Ключ

«О»

Инф. вх.

«Л/-Й бита

А"

г раб

l2N-^

г раб '2И

Блок установки рабочих частот

Блок управления ключами

Инф. вых.^^ «1-й бит» •^^«2-йбит» ... бит» ^^«М-й бит»

1

Генератор ПСП

Последовательно-параллельный регистр записи сообщения (блока сообщения)

Инф. вход ~ «Сообщение» {М бит) 1001 ...1101

Упр. вых. «сигналы тактовой частоты»

ЕВ

и синхронизации

структурной схемой на рис. 11. Принцип работы такого компенсатора аналогичен АКП, представленному на рис. 7.

Одноканальный компенсатор помех

Применение метода мультидиаграммного приема, особенно в случае параллельной передачи сигнала, значительно усложняет и удорожает программно-аппаратную реализацию АКП. Кроме того, на объектах с ограниченной площадью установка нескольких антенных систем может оказаться проблематичным. В этом случае для повышения соотношения сигнал/помеха перед решающим устройством в РПУ могут быть использованы методы линейной (фильтры Колмогорова-Винера, Калмана) и нелинейной фильтрации сигнала, в том числе «экстрактор» Н. П. Хворостенко [9, 10], в которых оценка характеристик помех осуществляется на фоне принимаемого сигнала, что снижает точность конечного результата фильтрации.

В случае приема узкополосных (сверхузкопо-лосных сигналов) на фоне помехи от постороннего излучателя с помощью режекции частотной полосы Д/с, занимаемой полезным сигналом, может быть реализован эффективный одноканальный компенсатор, структурная схема которого приведена на рис. 12.

Адаптивный фильтр Фд со средней частотой настройки/, обеспечивает изменение полосы приема в зависимости от характеристики помехи с целью ее классификации. Сигнал с фильтра ФА подается в ветви обработки «А» и «Б». В фильтре режекции ФР, обеспечивается режекция полосы Д/ = 1,2 Д/ (для последующего исключения влияния неравномерности характеристик сигнала на «срезе» фильтра при последующей обработке). Режектированный сигнал помехи (без полезного сигнала) поступает в блок цифровой записи сигнала и в модуль экстраполяции. В модуле экстраполяции обеспечивается по наблюдаемым частотно-временным и амплитудно-фазовым характеристикам помехи прогнозирование участка в полосе Д/ и его восстановление в модуле восстановления помехи. Восстановленная помеха через фазовый корректор поступает на вычитатель. Время обработки в ветви «Б» учитывается в блоке цифровой задержки сигнала. Управление фазовым корректором осуществляется через экстремальный регулятор.

Таким образом, на выходе вычитателя получим ивых= П + С — П =С + б,гдеб = П— П. Очевидно, что при б ^ 0 на выходе одноканального компенсатора будет выделен полезный сигнал без помехи.

Как следует из представленной структурной схемы одноканального компенсатора помех, рис. 12, минимальное значение б определяется точностью экстраполяции помехи в канале «Б».

Примером эффективного восстановления сигнала (помехи) является реализация алгоритма полигармонической экстраполяции (ПГЭ) сигналов в среде LabVIEW [11, 12].

Как показали экспериментальные исследования, итерационный метод применения алгоритма ПГЭ позволяет снизить среднеквадратиче-скую ошибку до б ~ 0,01 0,02 [11]. Вместе с тем, более перспективным представляется реализация экстраполятора на базе искусственной нейронной сети, обеспечивающей самообучение по помехам эфира с последующей идентификацией и восстановлением в полосе Д/. режектирован-ной помехи.

Результаты положительной практической проверки двухслойного персептрона для распознавания радиосигнала приведены в работе [13].

Выводы

1. «Побитная» передача сообщений в режиме ППРЧ обеспечивает информационную скрытность и высокую устойчивость при приеме в условиях воздействия случайных и преднамеренных помех.

2. При использовании узкополосных сигналов эффективные компенсаторы помех для объектов с ограниченной площадью могут быть реализованы на базе двух малогабаритных антенных систем.

3. На стационарных приемных радиоцентрах целесообразно использовать кольцевые антенные решетки с формированием «веера» диаграмм направленности.

4. Одним из перспективных направлений по повышению устойчивости радиолиний является использование искусственных нейронных сетей, обеспечивающих самообучение по помехам эфира с последующим эффективным восстановлением полезного сигнала на фоне помех.

Антенна

\1/

Модуль предварительной обработки сигнала

Фильтр-режектор

(ФР)

А/с' = 1,2 А/с

Блок задержки

т

Модуль экстраполяции

П + С

1

Блок цифровой «записи» сигнала

1 Г

А/с

А/п'

А/п = А/с

1,2А/с

Модуль восстановаления помехи

•г-лАЛт

Экстремальный регулятор

Полосатый фильтр

А/с

составляю 1 1еи помехи Г

Фазовый

корректор

1 Г

Вычитатель

«—»

Полосатый фильтр

А/с

Вычитатель

I

(У =С + 5

Полосатый фильтр А/с

Вьисод

(к демодулятору радиолинии)

ЛИТЕРАТУРА

1. Николашин ЮЛ., Будко П.А., Жуков Г.А.

Основные направления модернизации дека метровой системы связи // Техника средств связи. 2019. № 1. С. 13-25.

2. Николашин Ю. Л. Автоматизированный, слуховой и визуальный прием коротких сообщений па удаленных морских объектах / Ю. Л. Николашин, В. И. Мирошников, П. А. Будко, Г. А. Жуков// Морская радиоэлектроника. — 2017, № 3 (61). — С. 34—39.

3. Официальный сайт АО «ОН И И П» /http://www. onnp.ru/produkeia.

4. Кельберт М. Я. Вероятность и статистика в примерах и задачах. Т. 2 / М. Я. Кельберт, Ю. М. Сухов // Марковские цепи как отправная точка теории случайных процессов и их приложений. — М.: МцН-МО, 2009.

5. Николашин Ю, J1. Повышение эффективности функционирования радиолиний с псевдослучайной перестройкой рабочих частот / Ю. Л. Николашин, П. А. Будко, Г. А. Жуков // Сборник докладов III Международной научно-технической конференции «Радиотехника, электроника и связь» (г. Омск, 6—8 октября 2015 г.). Омск: Издательский дом «Наука», 2015.-С. 126-137.

6. Кукес И.С. Основы радиопеленгации/И. С. Кукес, М. Е. Старик. — М.: Сои. радио. — 1964. — 640 с.

7. Николашин Ю, Л, Нейробионический подход к решению задачи оптимизации приема информации в канале с переменными параметрами / К). Л. Николашин, П. А. Будко, Г. А.Жуков//Нейрокомпьютеры: разработка, применение. — 2016, № 1. — С. 49—58.

8. Николашин Ю. Л. Когнитивная система связи и влияние использования данных мониторинга на по-мехоустойч и вость сверхузкополосных декаметровых радиолиний/Ю. Л. Николашин, В. И. Мирошников, П. А. Будко, Г. А. Жуков // Морская радиоэлектроника. - 2015, № 2 (52). - С. 16-22.

9. ЗюкоА. Г. Теория передачи сигналов /А. Г. Зюко, Д. Д. Кловский, М. В. Назаров, Л. М. Финк. — М.: Радио и связь, 1986. — 304 с.

10. Хворостенко Н. П. Экстракторы сигналов ФТ / Н. П. Хворостенко// Радиотехника. — 1978. — Т. 33, № 1. — С. 37-42.

11. Разработка модификаций алгоритма пали-гармонической экстраполяции в среде ЬаЬ\'1Е\\/. 1К1р.//Iad-center.ru/mess218 .^р.

12. Евсеев А. П. Экстраполяция (прогнозирование) пространственно-временных рядов па основе спектральных представлений / А. П. Евсеев, Д. А. Евсеев, В. В. Баданов // Вестник ННГУ. Серия «Радиофизика». - Вып., № 1 (2). - С. 249-255.

13. Распознавание радиотехнических сигналов с помощью нейронных сетей. Habr.com/post/318832.