CC BY
131
УДК 621.365.5
Л.Э. Рогинская, Ю.В. Рахманова, К.А. Воронин ИСТОЧНИК ПИТАНИЯ ЕМКОСТНОГО НАКОПИТЕЛЯ ЭНЕРГИИ
Выбрана наиболее рациональная схема источника питания емкостного накопителя энергии на основе последовательного мостового инвертора с индуктивно-емкостным преобразователем. Применение такого преобразователя позволит не только увеличить выходное напряжение, но и уменьшить время заряда накопительного конденсатора.
Транзисторный инвертор, индуктивно-емкостной преобразователь, накопительный конденсатор
L.E. Roginskaya, Yu.V. Rakhmanova, K.A. Voronin POWER SUPPLIES FOR CAPACITORS
A most rational scheme of power supplies for capacitors was chosen on the basis of the
consecutive bridge inverter with the induction-capacitor converter. Using this type of converter
allows to increase the output voltage and reduce the reservoir capacitor charge time.
Со^есийуе bridge inverter, induction-capacitor converter, reservoir capacitor
Выбор наиболее рациональной схемы резонансных трансформаторно-полупроводниковых комплексов является важным звеном проектирования установок для электротехнологии. Наибольший интерес в области источников питания емкостных накопителей энергии (ЕНЭ) представляют высокочастотные преобразователи с повышенным коэффициентом усиления по напряжению. Мощность исследуемых резонансных трансформаторно-полупроводниковых комплексов повышенной частоты относительно невелика (12-16 кВт), поэтому для получения максимального выходного напряжения и минимального времени заряда рационально использовать систему с предварительным повышением напряжения в звене постоянного тока. Такая система осуществляется использованием в схеме индуктивно-емкостного преобразователя.
В процессе исследования трансформаторно-полупроводниковых источников питания повышенной частоты возникла задача учета влияния дополнительных параметров индуктивного модуля -трансформатора на работу всего устройства. Такого рода модули имеют ряд отличительных особенностей, обусловленных характером их работы. Величина нагрузки резонансных систем изменяется в широких пределах, практически от короткого замыкания до холостого хода. Поэтому работа зарядного устройства и комплекса для индукционного нагрева требует учета потерь в высоковольтном модуле. Также необходим учет паразитных параметров, влияние которых на работу всего устройства увеличивается с ростом частоты.
Исследование установок для электротехнологии проводилось в пакете схемотехнического моделирования OrCad 9.2 [1-3]. Система проектирования позволяет решать стандартные задачи проектирования, для каждой из которых предлагает набор программных модулей, функциональные возможности и цена которых отвечают требованиям и возможностям широкого круга пользователей.
Этот пакет содержит оригинальную модель трансформатора, выполненную на базе магнитного сердечника, предложенного Джилсом и Атертоном. Она основана на представлениях о движении доменных границ магнитных материалов. С ее помощью удается отразить все основные характеристики гистерезиса, такие как кривая начальной намагниченности, намагниченность насыщения, коэрцитивная сила и остаточная намагниченность.
Модель обладает следующими важными недостатками:
- во-первых, она не учитывает частотные свойства сердечников и поэтому приемлема только на низких частотах;
- во-вторых, модель обладает низкой точностью расчета потерь в сердечнике при амплитудах индукции меньше индукции насыщения.
Еще одним важным недостатком модели является отсутствие в отечественной литературе необходимых для моделирования данных магнитных сердечников, таких как: постоянная упругого смещения доменных границ; постоянная подвижности доменов; параметр формы безгистерезисной кривой намагничивания.
Таким образом, существующая модель сердечника в обычном виде непригодна для исследования.
Следующей задачей является выбор наиболее оптимальной схемы источника питания емкостного накопителя энергии с учетом реальных параметров трансформатора и возможностью получения максимального выходного напряжения при минимальном времени заряда.
После изучения ряда работ по этой теме [4-6] предложена уточненная модель высоковольтного высокочастотного трансформатора, позволяющая учесть дополнительные электромагнитные параметры и рассчитать потери в сердечнике [7]. Поэтому расчет согласующего трансформатора производится при помощи специально созданной программы на Delphi 7 - «Индуктивный модуль с учетом реальных магнитных и электрических параметров» [8]. 114
Далее на основе такой модели была проведена оптимизация схем источников питания на основе математического моделирования. Были проведены исследование и моделирование однотактного, двухтактного, мостового преобразователя и мостового с индуктивно-емкостным преобразователем (ИЕП). Наиболее рациональной схемой оказалась схема с ИЕП.
Предположения, принимаемые при анализе зарядных устройств емкостных накопителей энергии:
1. Возмущения и помехи могут вызвать изменения функционирования зарядного устройства (ЗУ), которые приводят к необратимому выходу системы из строя (пробой силовых вентилей, силовых конденсаторов, изоляции силовых трансформаторов, дросселей, потеря сердечниками магнитных свойств, выход из строя систем управления и т. д.). Такие случаи при моделировании не рассматриваются.
2. Процессы заряда накопительной емкости и ее импульсного разряда рассматриваются как полностью независимые, поскольку время заряда существенно превосходит время разряда этой емкости.
3. Для уменьшения времени моделирования работа ЗУ рассматривается при емкости ЕНЭ, меньшей, чем величина коммутирующей емкости.
4. Оценка времени заряда ¿2 емкости Сн2 (емкости накопителя) по времени заряда емкости См1 (емкость накопителя при моделировании) при условии постоянной мощности заряда осуществляется следующим образом. Энергии, запасенные в емкостях См1 и Сн2, при одинаковом напряжении заряда и равны, соответственно Сн1и2/2 и Сн2и2/2, а мощности заряда - Сн1-и 21241 и Сн2и2/2-^2. Отсюда Н = Сн2-Ь/Сн1. При рассмотрении окончательных вариантов схем ЗУ моделирование производится при максимальной величине емкости ЕНЭ.
5. Поскольку ЗУ, выполненные по различным схемам, реализуются из однотипных элементов с применением одинаковых конструкционных материалов, в первом приближении объем ЗУ считается пропорциональным массе.
Исследование последовательного мостового инвертора с индуктивно-емкостным
преобразователем
На рис. 1 представлена модель последовательного мостового инвертора с индуктивно-емкостным преобразователем, где согласующий трансформатор представлен в виде эквивалентной схемы замещения [9]. Параметры транзисторного моста такие же, как и в предыдущей схеме.
Модель питается от источника напряжения У6 номиналом 20 В. В диагональ транзисторного моста включен индуктивно-емкостной преобразователь (ИЕП) состоящий из активных сопротивлений Я3, Я4 по 0,1 Ом, индуктивностей Ь3 и Ь4 значением 27 мкГн и двух конденсаторов С3 и С4 емкостью 0,25 мкФ. Трансформатор представлен индуктивностями Ь1 и Ь2 по 77 и 3850 витков соответственно и активными сопротивлениями Я1 равным 0,1 Ом и Я2 250 Ом. Магнитопровод трансформатора представлен элементом библиотеки К1. Создание такого магнитопровода в среде ОгСас1 9,2 описывалось в главе 2. Коэффициент связи индуктивностей Ь3, Ь4 и обмоток Ь1, Ь2 равен 0,8. Следует отметить, что изменение коэффициента связи в пределах 0,8...1,0 практически не меняет характера электромагнитных процессов, лишь несколько увеличивая величину выходного напряжения. Ко вторичной обмотке трансформатора подключена модель однофазного выпрямительного моста из диодов на основе ключа ЗВтвак £1...£4. В диагональ выпрямительного моста включен конденсатор С емкостью 0,001 мкФ.
На рис. 2 представлена схема модели мостового транзисторного преобразователя с ИЕП, но трансформатор заменен собственной моделью со следующими параметрами: число витков первичной обмотки ^ = 77, сопротивление Ях = 0,1 Ом, число витков вторичной обмотки Ж2 = 3850, сопротивление Я2 = 250 Ом, длина средней линии магнитопровода 24,4 см, площадь сечения 16,23 см .
В процессе моделирования двух рассмотренных схем и их сравнения получены следующие характеристики и результаты (рис. 4-6).
Импульсы управления транзисторами такие же, как и для предыдущей схемы.
По зависимостям на рис. 4-5 видно, что максимальное напряжение на транзисторах не превышает 23 В, в то время как амплитуда напряжения на диагонали, то есть на первичной обмотке высоковольтного трансформатора, равна 4 кВ - в 200 раз превышает напряжение питания.
Рис. 1. Модель инвертора с индуктивно-емкостным преобразователем
Рис. 2. Модель с индуктивно-емкостным преобразователем и оригинальной моделью трансформатора
Рис. 3. Напряжение на транзисторе и
0.5мс 1мс
Рис. 4. Напряжение на коммутирующем конденсаторе Сз
Рис. 5. Напряжение на: а - первичной обмотке трансформатора; б - вторичной обмотке трансформатора
Это объясняется тем, что напряжение транзисторов близко к арифметической разности напряжений ыц, иЬ2 и пС\, иС2, а напряжение диагонали - к арифметической сумме. При этом форма напряжения на этих элементах близка к синусоидальной. Как видно из рис. 4, конденсатор С3 заряжается до максимального значения за 4,02 мс. Напряжения на первичной и вторичной обмотках трансформатора (рис. 5) для первой и второй схемы (рис. 1 и 2) имеют синусоидальную форму, по амплитуде напряжения различаются менее чем на 0,5%, а также в первом и во втором случаях соблюдается коэффициент трансформации, равный 50. Напряжение на ЕНЭ (С1) изменяется по закону, близкому к экспоненциальному, а ток в конденсаторе С3 имеет импульсную форму, то есть чередуются состояния открытого положения (£ь S2 и S3, S4) и полностью закрытого положения инверторного моста.
бОкВ - ,....,.... ■ ■ . ■ ,
40кВ
:окВ
0 о 4с 8с 12с 16с 20с 24с 28с
Рис. 6. Напряжение на емкостном накопителе энергии
Из рис. 6 можно определить, что конденсатор С1 заряжается за 21,6 с до напряжения 57,3 кВ. Близость формы напряжений и токов в элементах инвертора достигается тем, что собственные часто-
ты сложного колебательного контура при закрытых ключах несколько больше частоты коммутации, а при наличии тока заряда - несколько меньше.
Действительно, при закрытых ключах (пренебрегая паразитными сопротивлениями), имеем
- Л( p) + pLз ^ + pI 2( p) (2Ь, + Lз) = 0,
I ( р)-^- + 2 Ьх pI 2 ( p) = p).
РС1
Характеристическое уравнение системы уравнений (1) имеет вид (ксв = 1) Для выбранных параметров
2 p 2Ь1 L3 С1 + 4L1 + Ьз = 0.
4Ц + Ьз
wл
1 —-
2Ь1 Ь3 С1
Характеристическое уравнение для выключенного ЕНЭ запишется как
2р2Ц Ьз (2Сз + С)+(4Ц + Ьз) = 0;
2 = - 4Ь + Ьз Р 2Ц Ьз (2Сз + С);
w2 = - -
4Ц + Ьз
(1)
"2 2А Ьз (2Сз + С1)
Частота возбуждения юв = 2 л/ = 125600 с-1. Как видно из кривых (рис. 4-7), общий коэффициент усиления по напряжению равен 2900.
Полученные в результате моделирования данные можно свести в таблицу.
Параметры схем при оптимизации по максимальному выходному напряжению и времени заряда емкостного накопителя
Схема Параметры кВ Ь, мс mаx, В mаx, А E, Дж Ъ*, с
МС Lk=38 мкГн Ck=1 мкФ 48 2,3 1200 70 1,152 43
МСИЕП Lk=27 мкГн Ck=0,25 мкФ 57,3 1,08 23 185 1,64 21,6
ОПН Lk=59 мкГн ^=0,38 мкФ Lвx= 5мкГн 37,11 10 250 139 0,7 200
ДПН Lk=190 мкГн ^=0,22 мкФ 53 9,4 1200 163 1,40 188
Согласно данным таблицы, можно сделать вывод, что схема преобразователя напряжения с ИЕП является наиболее приемлемой при оптимизации по максимальному выходному напряжению и по времени заряда. Время заряда ЕНЭ в схемах однотактного и двухтактного преобразователей на порядок выше аналогичного значения в мостовой схеме и схеме с ИЕП, хотя по величине напряжения на ЕНЭ двухтактная схема мало уступает мостовой схеме с ИЕП.
При одинаковом источнике питания и полупроводниковых приборах напряжение на ЕНЭ в 1,2 раза больше напряжения на конденсаторе обычной мостовый схемы, а время, затраченное на заряд емкости, в 2 раза меньше. Напряжение на транзисторе в схеме с ИЕП почти в 50 раз меньше, чем на аналогичных приборах в мостовой и двухтактной схеме. По времени заряда коммутирующего конденсатора и величине тока на транзисторе лучшей является схема мостового полупроводникового преобразователя. Таким образом, при двухкритериальной оптимизации по максимальному выходно-
му напряжению и времени заряда емкостного накопителя значительными преимуществами обладает мостовая схема с индуктивно-емкостным преобразователем. При исследовании схем коэффициент усиления по напряжению составил порядка 104.
ЛИТЕРАТУРА
1. Хайнеман Р. Р8рюе. Моделирование работы электронных схем: пер. с нем. М.: ДМК Пресс,
2002. зз6 с.
2. Болотовский Ю.И., Таназлы Г.И. Опыт моделирования систем силовой электроники в среде ОгСаа 9.2. Ч. з // Силовая электроника. 2005. № 2. С. 90-98.
3. Болотовский Ю.И., Таназлы Г.И. Опыт моделирования систем силовой электроники в среде ОгСаа 9.2. Ч. 5 // Силовая электроника. 2006. № 1. С. 88-92.
4. К аппроксимации кривой намагничивания / Р.И. Мустафаев, М.А. Набиев, З.А. Гулиев, Н.М. Гаджибалаев // Электричество. 2004. № 5. С. 47-49.
5. Недолужко И., Каюков Д. Модификация Р8рюе - модели магнитного сердечника // Силовая электроника. 2005. № 1. С. 116-119.
6. Айчхорн Т. Определение потерь мощности в импульсных источниках электропитания // Компоненты и технологии. 2005. № 1. С. 148-151.
7. Рахманова Ю.В. Модель согласующего высокочастотного трансформатора с учетом реальных магнитных и электрических параметров // Электромеханика, электротехнические комплексы и системы: межвуз. науч. сб. Уфа, 2006. С. 259-264.
8. Пат. 2005612797 РФ. Индуктивный модуль с учетом реальных магнитных и электрических параметров: программы / Л.Э. Рогинская, Ю.В. Рахманова. опубл. 10.01.06.
9. Пат. 2216090 РФ. Автономный инвертор со стабилизированным выходным напряжением / Л.Э. Рогинская, Ю.В Шуткова (Рахманова), М.С. Фетисова; опубл. 10.11.0Э. Бюл. № з1.
Рогинская Любовь Эммануиловна -
доктор технических наук, профессор кафедры «Электромеханика» Уфимского государственного авиационного университета
Рахманова Юлия Владиславовна -
кандидат технических наук, доцент кафедры «Электромеханика» Уфимского государственного авиационного университета
Воронин Кирилл Алексеевич -
магистрант кафедры «Электромеханика» Уфимского государственного авиационного университета
Lyubov E. Roginskaya -
Dr. Sc., Professor Department of Electromechanics, State Aviation University of Ufa
Yulia V. Rakhmanova -
Ph. D., Associate Professor, Department of Electromechanics, State Aviation University of Ufa
Kirill A. Voronin -
Master Student,
Department of Electromechanics, State Aviation University of Ufa
Статья поступила в редакцию 15.02.16, принята к опубликованию 15.06.16
