Ионный преобразователь частоты для питания бетатрона Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

ИЗВЕСТИЯ

ТОМСКОГО ОРДЕНА ТРУДОВОГО КРАСНОГО ЗНАМЕНИ ПОЛИТЕХНИЧЕСКОГО Том 96,1 ИНСТИТУТА имени С. М. КИРОВА 1959 г.

ИОННЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ЧАСТОТЫ ДЛЯ ПИТАНИЯ

БЕТАТРОНА

В. Г. СТЕПАНОВ, В. А. КУХТИН

(Представлено II межвузовской конференцией по электронным ускорителям)

Опыт эксплуатации бетатронов, спроектированных и построенных Томским политехническим институтом, убедительно показал, что стабильность частоты, даваемая промышленной сетью, вполне достаточна для того, чтобы бетатрон, питаемый от сети непосредственно, давал устойчивое излучение [7].

Это дает основание полагать, что, если для целей увеличении интенсивности умножить промышленную частоту в несколько раз, то такой бетатрон с соответственно большим эффектом и меньшими габаритами должен работать устойчиво.

Наряду с опытами по созданию электромагнитного умножителя частоты, предпринятыми в Томском политехническом институте [8], предлагается к рассмотрению вентильный преобразователь частоты [4]. Расчет и эксперименты показывают, что ионный преобразователь частоты по предполагаемой авторами схеме имеет целый ряд существенных преимуществ перед существующими. Основные из них: высокий коэффициент полезного действия, вся схема собирается на стандартных элементах,сравнительная простота и устойчивость в работе.

Ниже приводится описание и анализ схем, дающих возможность получить частоту 150, 300, 450 герц и выше.

Ионные преобразователи, повышающие частоту, состоят, как известно, из выпрямительного иинвен-торного звеньев и явно или неявно выраженного звена постоянного тока

[2, 3]. Наличие инвенторного звена обусловливает относительно невысокую надежность в работе и значительную сложность схемы ионных преобразователей частоты.

На фиг. 1 показана схема ионного преобразователя без инвенторного звена, позволяющая получить на выходе однофазное напряжение

/2

утроенной частоты — = 3, линейные диаграммы вторичных фазовых

/1

напряжений трансформатора и напряжения на выходе преобразователя.

Преобразователь частоты состоит из двух трехфазных управляемых ионных выпрямителей 1 и II, работающих по очереди при угле запаздывания а = 120° эл. [4].

Трансформатор преобразователя имеет шесть вторичных обмоток, соединенных в две обратные трехфазные звезды и первичную обмотку, соединенную в треугольник, при котором отсутствует поток вынужденного намагничивания в магнитопроводе трансформатора.

По такому же принципу может быть осуществлен преобразователь

/о

частоты при другом отношении частот — =к, где к — целое число.

/1

Разложение кривой преобразованного напряжения на гармоники

Вследствие симметрии кривой относительно оси абсцисс в разложении отсутствуют четные гармоники (п — четное) и постоянный член (фиг. 1). Коэффициенты ряда Фурье

г

2 Л

J f(x) cos n&xdx;

Т

т

вп = ~ J f(x) sin п ш xdx

при введении ооозначений для исследуемой кривой: п — порядок гармоники кратный трем, период третьей гармоники, где 1 = "-,

3

2т: *

о = — = —, приооретают вид

21

ап~ -у j* f(x) cos п ~

о

21

1 Г т

— / f(x) sin п — xdx. I •/ /

Изменению х в границах соответствует функция f(x) ^

= smx; при а~\~т<<^х < — f(x) -- sin — j ; при —< х < а и

~ -С X < — -f а f(x) -- 0. 3

Принимаем Um = 1. Для случая —<а<тг после взятия интегра-

3

лов получим: а„ -

ьп = —:-г, • кы

где

1с(9л2— 1) 1С(9Л2-1)

ка = [ 1 — cos a cos Зя а — Зя * sin а * sin З/z а]. — [Зя sin а " cos Зя а — cos а * cos 3я а]. Амплитуды я гармоники

II - 6

ипт — ~ : .. • к

где

г (9п?- -1)

"А - v«a¡ -'г K¡>~

(1)

]/i — 2 (cos а ' cos Зя а -j- Зя sin а* rin Зя a) + COS" а + 9я2 * sin2 a.

Для случая — < a <_— получим 3 3

где

a., —

= V an -f V ,

2 . j/3 COS Зя a • sin(60 — a) +

тг(1 —9 n2)

-f- 9 n ' sin a ■ sin Зя a

3 Г _

(i __ 9^2^) * 2 • J/3 sin Зя a • sin(60 — a) —

— 6 1/3 cos(60 — к) cos 3я a]

(2)

L'ssl

v:m

if 10 0,9 Oj 0.7 OS 0,5 № .0.3 0,1 ,>9,1

i

4 ч*/

t \

I \

\

\

1

fía J

! Ш'5 N

и

Фиг. 2

и

и,,

В результате подсчетов по формулам (1, 2) построена кривая - — (фиг. 2) для а — —--тт.

Для случая а—"— эффективное значение на выходе преобразова-3

теля

U,

0.716 • U:

т

:0,505' Um,

1/2

эффективное значение напряжения на выходе преобразователя

"•-Утр

U2m ' sin2 &t.d<&t = 0,542 ' Umt

г<р /

где Um—максимальное напряжение вторичной фазы трансформатора.

Экспериментальное исследование

После проверки работы схемы фиг. 1, собранной в лаборатории на тиратронах, схема исследовалась в заводских условиях.

Применены трансформатор ТМФ-560/35 441 ква схемой соединения \!\У 6600/6X60 в с выведенными нулями вторичных, выпрямители типа РМНВ—1000 X 6, 825 в выпрямленного напряжения завода .,Уралэлектроаппарат", состоящие из шести ионных вентилей (типа э^ситрон, исполнение двухсеточное), смонтированных на одной раме и изолированных друг от друга.

В схемы сеточного управления, зажигания и возбуждения шкафа ШРВ - 41 внесены изменения с целью изолировать катоды вентилей четной и нечетной звезд.

Питание управляющих сеток одной звезды было отсоединено от шкафа ШРВ-41 и подключено к отдельному шкафу сеточного управления. В первичные цепи обоих сеточных трансформаторов включены фазорегуляторы, позволяющие устанавливать нужный угол запаздывания а. Нагрузкой является реостат сопротивления.

На фиг. 3 приведены снятые 2т:

при а = — осциллограммы

вторичного фазового напряжения трансформатора и2ф> напряжения на выходе преобразователя ип, тока преобразователя in и тока в общей катодной шине нечетной звез- Фиг. 3 ды I] .

При холостом ходе горению вентиля № 5 соответствует больший,, чем у других вентилей, коммутационный ток вследствие неточной подгонки пиков напряжения на управляющих сетках вентилей.

При нагрузке на активное сопротивление форма тока in (особенно вентилей 1, 2, 3) близка к синусоиде.

Коммутационный ток имеет место при а< 150° эл вследствие положительного значения суммы мгновенных фазовых э. д. с. е1-\-е2

в контуре вентиль 2— вентиль 1 и равен току предыдущей фазы с момента вступления в работу вентиля последующей фазы, (фиг 1).

Коммутационный ток перегружает вентили и трансформатор, снижает напряжение и к. п. д. преобразователя.

Если прервать горение предыдущего вентиля перед загоранием последующего вентиля, то коммутационного тока не будет.

Необходимая длительность перерыва определяется временем, в течение которого произойдет восстановление запирающих свойств вентиля. Перерыв желателен минимальный, вследствие уменьшения выходного напряжения преобразователя при увеличении перерыва горения вентилей.

В ионных вентилях типа игнитрон, не имеющих постоянно горящей дуги возбуждения, с исчезновением нагрузки анода исчезает катодное пятно за время ^10 5 сек или 0,18° эл промышленной частоты [б].

Примем перерыв в 10° эл вполне достаточным для устойчивой работы преобразователя при некоторой нагрузке с вентилями типа экситрон. При активной нагрузке преобразователя Ра потребуется, батарея конденсаторов мощностью

для создания опережающего напряжения тока на угол 10° эл.

Примем коэффициент трансформации кт~ 1. В схеме фиг. 1 за период Т в фазе вторичной обмотки трансформатора проходит однаг а в фазе первичной обмотки две полусинусоиды тока. Предположим,

То

что продолжительность полусинусоиды тока равна —.

2

Определим эффективное значение тока во вторичной фазе трансформатора

или —, где /п — эффективное значение тока на выходе пре-

образователя.

Эффективное значение первой гармоники напряжения на выходе преобразователя

Рс= Ра^ 10°= 0,18-Р,

а

Расчет типовой мощности трансформатора

Нф — • Зш ь

Эффективное значение тока в первичной обмотке трансформатора

имея ит^%Ш-ит = получим

иф - --1— ■ и г .

ф 0,716

Кажущаяся мощность на выходе преобразователя

Рп — i' и„= —-- , (3)

cos 9,v

где —активная мощность, проходящая через преобразователь. Кажущиеся мощности обмоток

Рг — т,.иф.1ч_ф , (4)

Р2 = 6 ' —— • Un ■ -L- • /„ - 3,43 • Р„ ■ 0,716 |/б "

Р^ тг иф.1ф (5)

Pi = 3 ■ —— • Un ■ —' 1п — 2,43 • Рп. 0,716 УЗ

Типовая мощность трансформатора

Р 4- Р

Рт= 2 , (6)

2

р 3,43 + 2,43 2,93

^т =--- • Уп = -— . На.

1 cos 9/2

С делыо снизить необходимую типовую мощность трансформатора, можно применить схему фиг. 4.

В первичной и вторичной обмотках трансформатора за период Тг проходят две полуволны тока, следовательно,

pip

Ят = =р1 = 2>43 ■ рп-

Схемы с использованием обоих полусинусоид фазового напряжения вторичной обмотки трансформатора, аналогичные схеме фиг. 4, могут быть применены для преобразователей с отношением частот

— 3, 5, 7, 9 и т. д., что становится очевидным при рассмотрении

f\

г)Л

линейных диаграмм фазовых напряжений трансформаторов преобразователей для этих частот.

Вследствие роста амплитуды первой гармоники преобразованного напряжения с уменьшением а падает необходимая типовая мощность трансформатора.

Подсчет типовой мощности трансформатора для схемы фиг. 4 произведен по формулам (4), (5) и (б). Результат подсчета сведен в таблицу 1.

Таблица 1

120 110 100 95 90 80 70 60

Ъ.Рп 2,43 1,92 1,61 1,58 1,57 1,57 1,48 1,4

2,43 2,03 1,71 3,74 1,83 2,05 2,31 2,8

При а < 90 — 95° эл Рт начинает заметно возрастать вследствие увеличения емкостного тока на выходе преобразователя.

Дальнейшее увеличение емкости, подключаемой на выходе преобразователя, вызовет увеличение необходимой мощности трансформатора и может быть оправдано желанием улучшить соэср преобразователя.

Аналогичный расчет для схемы фиг. 5, имеющей на выходе частоту /2 — 6/и и схем, дающих /2— 9/х, произведен для двух значений а.

Результаты расчета внесены в таблицу 2.

*р * I *

'-f ГЗС tn

Фиг. 5

Коэффициент мощности преобразователя

При а = 120° эл угол сдвига кривой напряжения и тока в перзич той фазе трансформатора без учета намагничивающего тока

о{ — 60° эл и соэср! —0,5.

Коэффициент мощности х = > соя?,, где V — коэффициент искаже ния, равный

V

1-Ы-у""

' ип

Амплитудные значения гармонических составляющих первичного тока определяются разложением кривой первичного тока в тригонометрический ряд. В результате получим коэффициент искажения с учетом семнадцатой гармоники

= 0,878

1/ i + 0,29/7 -и коэффициент мощности

X = v cos ?! = 0,878 . 0,5 = 0,439. Преобразователь с инвентарным звеном при трехфазной схеме

№ пп Схема преобразования Л о О

1 По фиг. 6 15

2 То же, но с подмагни-чиваиием инверторно- го трансформатора >»

3 По фиг. 1 3 А 0 120 49

4 По фиг. 4 3 А 0 120 49

5 п » п 30 90 30

6 п » п ; 6 84 24

7 По фиг. 5 6 А :.о 120 45

8 я * » 40 110 35

9 Из трех преобразователей по схеме фиг. 4 9. А 30 130 50

10 , ,1 п 40 120 40

11 Трансформатор со специальной схемой вторичных обмоток я » 30 40 130 120 50 40

ю

Таблица 1

С0$ '-р! ''1 У. Рс_ Ра Ра Примечание

0,906 0,827 0,799 0,57 3,3 4,22

0,655 0,878 0,615 я 2,93 Емкость включена на входные зажимы преобразователи

0,655 я 0,57 2,43 я

0,866 0,912 •л 0,76 0,799 0,57 0,73 1,83 1,94 Емкость включена на выходе преобразователя

0,707 0,57 3,81

0,819 0,84 3,68

0,643 0,766 0,643 0,57 0,84 0,57 5,5 5,3 3,92 Два преобразователя имеют фазосмегцаю-щие первичные обмотки

0,766 0,84 3,73

выпрямления имеет лучший х, именно: 0,827, cos = 0,966, х = 0,799, но требует использования батареи конденсаторов мощностью —0,57. Ра [2, 3J.

Если на зажимы первичной обмотки трансформатора в схеме фиг. 1 включить емкость Рс~ 0,57. Рй, то изменится cosдо и,7 и получим х — 0,7 . 0,878 = 0,615.

Коэффициент мощности схемы фиг, 1 можно существенно улучшить, если включить батарею конденсаторов на выходе преобразователя, изменяя таким образом момент погасания вентилей, и одновременно уменьшить угол а поворотом роторов фазорегуляторов. Подключив на выходе преобразователя Рс = 0,57 . Ра и установив а = 90° эл. получим <рЛ = 30° эл, vj = 30° эл, cos ср! — 0,866 и х = 0,866 = 0,76.

Для получения х = 0,799 потребуется включение на выходе преобразователя дополнительной емкости Р1^—0,15 Ра •

Сравнение схем преобразования частоты

На фиг. 6 изображена применяющаяся схема ионного преобразователя с трехфазным выпрямительным звеном, в которой используется такое же количество вентилей, как в схемах фиг. 1, 4. Типовая мощность трансформаторов в схеме фиг. 6 составляет 2,9. Ра и мощность дросселя 0,4 Ра [1, 2, 3], где Ра — проходящая активная мощность преобразователя без потерь, определенная на стороне выпрямленного тока.

Фиг. 6

Общая типовая мощность трансформаторов равна 3,3 . Ра . Очевидно, Ра = Ра,

Внешняя характеристика этого преобразователя изображается круто поднимающейся при уменьшении нагрузки преобразователя криво!! [2, 6].

Для получения достаточно пологой, практически такой же как для схем фиг. 1, 4, 5, внешней характеристики может быть применено подмагничивание магнитолровода инверторного трансформатора постоянным током, зависящим от нагрузки инвертора [5]. При этом возрастает типовая мощность трансформаторов схемы. Если принять отношение весов меди и стали нормального однофазного трансформа-

тора инвертора равным 1:4, то типовая мощность трансформаторов схемы составит 23 . А, .

В схемах фиг. 1, 4, 5 выходная характеристика достаточно полога, т. к. потери напряжения в преобразователе, если не учитывать падения напряжения в дуге ионных вентилей, являющегося в широких пределах изменения нагрузки практически неизменным, определяются потерей напряжения в трансформаторе, обычно составляющие 5—7% при изменении нагрузки от 0 до номинальной.

Для схемы фиг. 4 может быть применен обыкновенный сетевой трансформатор со схемой соединения А/л с выведенной нулевой точкой звезды, у которого потребуется усилить сечение отвода нуля и его вывод на крышке трансформатора. Для получения более высоких частот необходимы трансформаторы специального исполнения, например, с фазосмещающими обмотками на первичной или вторичной сторонах, выполненными с целью создания нужного угла сдвига между напряжениями вторичных фаз трансформаторов.

Необходимая мощность трансформаторов Рг растет с ростом отношения'/2 и fl и при— = 9 становится примерно равной Рт для схе-

f\

мы фиг. 6 с подмагничиванием инверторного трансформатора (табл. 2). Коэффициент сдвига падает с ростом, но может быть значительно повышен подключением дополнительной емкости на выходе преобразователя. К. п. д. описанных преобразователей с инверторным звеном больше за счет отсутствия дросселя и инверторного трансформатора.

Недостатком преобразователя является необходимость иметь сравнительно большое число ионных вентилей, особенно для высших частот. Особенностью схем является неизменное отношение частот

fz

— — const. В инверторе это отношение может быть изменено при

Л

колебаниях частот питающей сети и управляющей сеточной схемы инвертора.

Выводы

Произведенное исследование дает основание заключить, что предлагаемый принцип преобразования частоты позволяет создать преобразователи, обладающие преимуществами перед известными преобразователями повышенных частот с инверторным звеном:

1) меньшей стоимостью, особенно при частоте f$ — Zfu т. к. затраты на дополнительную емкость в несколько раз меньше экономии, получаемой от снижения типовой мощности трансформаторов и потерь на преобразование;

2) большим к. п. д ;

3) большой простотой и надежностью в работе.

ЛИТЕРАТУРА

1. Каганов И. Л. Электронные и ионные преобразователи, ч. 1. Госэнергоиздат, 1950.

2. Каганов И. Л. Электронные и ионные преобразователи, ч. III. Госэнерго-издат, 1956.

3. Шиллинг В. Схемы выпрямителей, инверторов и преобразователей частоты. Госэнергоиздат, 1950.

4. С т е п а н о в В. Г. Ионный преобразователь частоты. Научный отдел У ПИ,

. 19 J2.

5. Шевченко Г. И. Электричество, № 5, 57, 1953.

f). К о с т е н к о М. Г1. Электрические машины. Госэнергоиздат, 1949.

7. Воробьев А. А. Ускорители заряженных частиц. Госэнергоиздат, 1952.

8. Клюкин А. Ф., Титов. В. Н. Статический утроитель частоты для питания бетатрона. Доклад на межвузовской научной конференции по проблеме „Электронные ускорители", 1958.

У. Изв. тпи, т. 9в, 1. _