CC BY
27
УДК 621.391
ФУНКЦИОНАЛЬНАЯ СХЕМА ФОРМИРОВАТЕЛЯ ВЕКТОРНОГО
ЗОНДИРУЮЩЕГО СИГНАЛА
А.В. Петешов, Е.А. Пафиков, А.В. Пыхтункин
Представлены результаты обоснования схемы формирования векторного зондирующего сигнала. Структура формируемых сигналов определяется последовательностью кодов отсчетов квадратурных составляющих, хранящихся в ОЗУ. Для обеспечения когерентности и синфазности формируемых цифровым модулятором сигналов низкой ПЧ предусмотрена периодическая (на каждым периоде излучения) синхронизация начальных фаз цифровых квадратурных генераторов и интерполирующих фильтров обоих цифровых каналов ФВЗС.
Ключевые слова: синтезированная апертура, зондирующий сигнал, контроллер, цифровой модулятор.
Функциональная схема формирователя реализована на основе частотного плана приемо-передатчика радиолокатора с синтезированной апертурой (РСА).
Для обеспечения развязки по высокой частоте между каналами приема и передачи и разных поляризаций в сигнальные цепи первого и второго СВЧ гетеродинов введены усилители мощности УМ1-УМ6, раздельные для каналов приема и передачи (возможно использование смесителей разных типов), делители мощности ДМ1-ДМ4 и вентили В1-В4.
Низкий уровень фазовых шумов и спектральной чистоты тактовых сигналов АЦП и ЦАП обеспечивается введением блоков формирователей импульсов БФИ1 и БФИ2, реализуемых на специализированных интегральных схемах (ИС).
Функциональная схема цифровой части ФВЗС приведена на рис. 1. Функционально каналы ФВЗС являются идентичными, поэтому будем рассматривать работу ФВЗС, описывая один его канал.
Структура формируемых сигналов определяется последовательностью кодов отсчетов квадратурных составляющих, хранящихся в ОЗУ. Для возможности оперативной смены модулирующей функции ВЗС ОЗУ имеет страничную организацию. Объем ОЗУ выбран большим и имеет организацию 32 МсловХ32 бит. ОЗУ имеет собственный контроллер, который связан с контроллером формирователя ВЗС. Контроллер ВЗС имеет интерфейс связи (Ethernet 100Base-T) с управляющей ЭВМ РСА, из которой производится загрузка данных о структуре формируемых сигналов.
Собственно интерфейс связи может быть реализован на комбинации серийной БИС контроллера Ethernet и вспомогательного контроллера поддержки протокола обмена верхнего уровня (например, WIZNet).
Помимо загрузки данных квадратурных компонент (данные I, данные Q), контроллер ФВЗС управляет режимами работы цифровой части квадратурного модулятора, в качестве которого можно использовать ПЛИС (FPGA), либо специализированную БИС (например, AD9786 или AD9779).
Квадратурный модулятор синхронизируется сигналом, формируемым блоком опорных гетеродинов с частотой 259,375 МГц. Этот сигнал синхронизирует выходные ЦАП.
Рис. 1. Функциональная схема одного канала цифрового формирователя
векторного зондирующего сигнала
Внутри квадратурного модулятора имеется счетчик (СТМ), который делит входной импульсный синхросигнал на целое число М (порядок интерполяции встроенного интерполирующего фильтра). С выхода счетчика сигнал с частотой /эдКМ /М поступает на запрос слова данных в контроллер ОЗУ.
В ответ контроллер ОЗУ обращается к БИС блока ОЗУ и выставляет очередное 32-битное слово данных на входную шину ЦКМ. Входные регистры ЯО защелкивают слово данных и хранят его до следующего [1,2,3] импульса запроса данных, который будет сформирован через М тактов входного синхросигнала с частотой /зцКМ=259,375 МГц.
В течение цикла длительностью в М тактов двухканальный интерполирующий фильтр, состоящий из интерполяторов И1, И2 и цифровых фильтров НЧ ФНЧ1, ФНЧ2, формирует из входного отсчета (и ранее введенных из ОЗУ отсчетов) М отсчетов квадратурных компонент. Если скорость входного потока данных интерполирующего фильтра составляет /двх=/>цкм/М, то скорость выходного потока данных составляет /двых^ц™ / двых= /вцКМ, т.е. равна частоте квантования выходных ЦАП. Поэтому интерполирующий фильтр тактируется двумя сигналами с частотами /эцкм и /зцкм/М.
Результаты перемножений поступают на вход устройства суммирования и вычитания ЦКМ. Выходные коды устройств суммирования и вычитания поступают непосредственно на шины данных выходных быстродействующих ЦАП, преобразующих очередной входной код в импульс тока. Токовые выходы ЦАП нагружены на резисторы, на которых выделяют-
71
ся выходные сигналы формирователя. На выходе ЦАП, принимающего данные от устройства суммирования, формируется вещественная, а на выходе ЦАП, принимающем данные от устройства вычитания - мнимая часть радиочастотного сигнала низкой промежуточной частоты.
Выходные фильтры (каскадно соединенные фильтры ВЧ и НЧ) подавляют внеполосные спектральные компоненты сформированных сигналов. Пара выходных сигналов составляет комплексный радиочастотный сигнал, который в дальнейшем поступает на вход СВЧ тракта ФЗС. Частота несущей сформированного сигнала составляет 32,422 или 97,266 МГц в зависимости от используемого варианта частотобразования.
Для обеспечения когерентности и синфазности формируемых цифровым модулятором сигналов низкой ПЧ предусмотрена периодическая (на каждым периоде излучения) синхронизация начальных фаз цифровых квадратурных генераторов и интерполирующих фильтров обоих цифровых каналов ФВЗС.
План усиления СВЧ тракта ФВЗС (рис. 2) следует составить с учетом обеспечения достаточно высокой его линейности, поскольку в РСА предполагается использование широкополосных зондирующих сигналов, в том числе с частотной модуляцией.
а
б
Рис. 2. Функциональная схема одного из каналов СВЧ тракта ФВЗС: а - с активными вторыми смесителями; б - с пассивными вторыми
смесителями
Влияние нелинейности смесителей проявится в появлении гармоник модулирующего колебания, поэтому критерием оценки нелинейности выберем уровни второй (с частотой _/гЕТ±2/мОд) и третьей (с частотой /ГЕт±3/Мод) гармоник модулирующего колебания.
Выходной сигнал ЦКМ характеризуется следующими показателями: спектральная плотность шума в полосе 1 Гц -159 дБмВт, уровень паразитных гармоник -82 дБн. Ожидаемая мощность шума в полосе Л/=30 МГц будет равна -83 дБмВт. При выходной мощности ЦКМ Рвых=2 мВт (+3 дБмВт) относительный уровень помех любого вида составит -85 дБ.
72
Для сохранения низкого уровня побочных компонент спектра выходного сигнала передающего тракта все звенья тракта должны иметь достаточно высокую линейность и низкий уровень шума. Чтобы обеспечить уровень паразитных компонент спектра выходного сигнала передатчика на уровне -40 - -45 дБн, мощность выходного сигнала должна быть ниже мощности ^ всего тракта по выходу на 7к 10 дБ.
Выполнение этого требования в сочетании с небольшим общим коэффициентом усиления тракта обеспечит низкий уровень продуктов интермодуляции и шума.
Если выбрать номинальные входные мощности смесителей при первом переносе наверх (частотный диапазон 1 ГГц) на уровне +3 дБмВт, это приведет к необходимости использовать смесители с iPl по входу 18 -21 дБмВт.
Наиболее предпочтительным техническим решением для первого переноса по частоте наверх являются современные активные аналоговые квадратурные модуляторы, например, ADL5371 [2,3]. Указанная ИС модулятора требует для работы сигнал гетеродина мощностью всего 0 дБмВт. При этом номинальное дифференциальное входное напряжение по балансным модулирующим входам составляет 1,4 В (двойной размах), что практически совпадает с выходным напряжением цифрового формирователя с учетом потерь в выходных фильтрах и трансформаторах. При указанных входных сигналах выходная мощность квадратурного преобразователя частоты составит 6,5 дБмВт. Высокая точность собственной и взаимной балансировки смесительных каскадов БИС определяет подавление несущей на 38-40 дБ и нижней боковой полосы на 50-55 дБ без какой-либо калибровки. Однако упомянутые смесители на момент написания отчета еще недоступны для заказа, поэтому рассмотрим вариант с обычными диодными смесителями.
Если использовать обычные диодные (кольцевые или балансные) смесители, то для обеспечения уровня мощности ;Р1вх = +10 дБмВт потребуется мощность сигнала гетеродина +17 - +20 дБмВт. Такой вариант (мощность гетеродина 100 мВт на канал смесителя) вполне приемлем. Потерю усиления по сравнению с активным смесителем придется компенсировать введением дополнительного каскада УПЧ.
Входная мощность на входе второго смесителя с учетом потерь в полосовом фильтре составит +3 дБмВт. В качестве второго преобразователя наверх можно использовать балансный смеситель среднего уровня мощности с iP1Вx = +10 дБмВт [2,3]. С учетом потерь в пассивном смесителе 3-см диапазона -7 дБ и последующем полосовом фильтре -2 дБ мощность на выходе полосового фильтра ПФ2 составит -6 дБмВт. Потери во входном и выходном (ФПВН2-54В5 (2-55В5) [130]) вентилях составят 2 • 0,5=1 дБ.
Входная мощность усилителя мощности составит -5,5 дБмВт, а его выходная мощность (с учетом потерь в выходном вентиле В3 и АФУ антенны РСА) составит 31 дБ. Отсюда коэффициент усиления усилителя мощности СВЧ 36,5 дБ.
Если ориентироваться на применение серийного отечественного усилителя мощности МАР9-500-04 [2,3], то при выходной мощности 31 дБ уровень продуктов интермодуляции третьего порядка составит около -40 дБ.
Основные характеристики СВЧ узлов ФВЗС приведены в табл. 1 и
2.
Таблица 1
Основные характеристики СВЧ узлов формирователя векторного зондирующего сигнала для схемы с использованием
активных смесителей
Обозначение Тип п рибора Ку, дБ Ртет^ дБмВт ¡Р:вх, дБмВт 1Р1вых, дБмВт ¡Р3вых, дБмВт -Рк^ дБмВт РоШ:, дБмВт Уровень 2-й и 3-й гармоник, дБн
СМ1.1, СМ 1.2 АБ5371 +3.5 0 13.5 26 +3 +6.5 -50
ПФ1 - -2 - +6.5 +4.5
СМ2 [2] -7 +20 + 13 +5 + 19 +4.5 -2.5 -45
ПФ2 - -2 -2.5 -4.5
В1 [3] -0.5 -4.5 -5
УМ [4] +36.5 +37 +50 -5 +31.5 -40
В2 [3] -0.5 +31.5 +31
Расчет параметров фильтров ФВЗС. Расчет требуемых характеристик избирательности фильтров ФВЗС проведем с учетом выбранного частотного плана.
Как уже отмечалось выше, наиболее критичным фильтром ФВЗС является полосовой фильтр первой ПЧ. Спектры сигнала на выходе фазового смесителя (СМ1.1, СМ1.2) для обоих вариантов частотного плана будут выглядеть следующим образом (рис. 3).
Таблица 2
Основные характеристики СВЧ узлов формирователя векторного зондирующего сигнала для схемы с использованием пассивных
смесителей
Обозначение Тип прибора Ку, дБ Ргет, дБмВт ¡Р1вх, дБмВт ¡Р1вых, дБмВт ¡Р3вых, дБмВт Рт, дБмВт Рои:, дБмВт Уровень продуктов 3-го порядка, дБн
СМ1.1, СМ 1.2 [5] -7 20 10 +2 26 +3 -4 -60
ПФ1 - -2 - -4 -6
УПЧ [6] 10.5 - -6 +4.5
СМ2 [2] -7 +20 +13 +5 +19 +4.5 -2.5 -55
ПФ2 - -2 - -2.5 -4.5
В1 [3] -0.5 - -4.5 -5
УМ [4] +36.5 - +37 +50 -5 +31.5 -45
В2 [3] -0.5 - +31.5 +31
О AS............................f.'.............
-ЭдБ Зерряпьныи'-рпектр
X
¡069.9 44МГц
а
О дЕ...........................................
-3 дБ Зеркален» й £пе.вдг р
\
F. МГц
; 5 Г =-14 МГц
б
Рис. 3. Пояснение расчета характеристик полосового фильтра:
к/ к/ к/ -щ-~Ш~ ^ /"" ^
а - частотный план с первой зоной Наиквиста; б - частотный план
со второй зоной Найквиста
Если коэффициенты прямоугольности фильтра с полосой пропускания А/ПФ1=40 МГц будут равны 2 по уровням -3/-40 дБ, то подавление сигнала гетеродина за счет АЧХ полосового фильтра составит 32 и 80 дБ для первого и второго варианта частотного плана, соответственно. Подавление зеркального спектра будет существенно выше и составит 47 и более 80 дБ, соответственно. С учетом глубины подавления сигнала гетеродина в фазовом балансном смесителе, равной 35 дБ и подавления нижней боковой полосы, равной 30 дБ, уровень внеполосных излучений составит -67 и -100 дБ для первой и второй схем частотного плана.
Для первой схемы с наиболее низкой первой ПЧ избирательность полосового фильтра придется увеличить до КПР = 2 по уровням -3/-50 дБ. В этом случае сигнал гетеродина будет ослаблен фильтром на 40 дБ и уровень внеполосных излучений снизится до -75 дБ.
1. Козлов A.M., Богородицкий В.В., Канарейкин Д.Б. Поляризация собственного и рассеянного излучения земных покровов. Д.: Гидрометео-издат, 1981.
2. Акиншин Р.Н., Затучный Д.А., Есиков О.В., Петешов А.В. Модель матричной взаимно корреляционной функции зондирующего и отраженного векторных сигналов для концептуального проектирования радиолокатора с синтезированной апертурой на воздушном носителе // Научный Вестник МГТУГА. Т.21. № 05. 2018.
Список литературы
3. Акиншин О.Н., Румянцев В.Л., Петешов А.В., Пафиков Е.А., Потапов А.А. Физические основы устройства ракетно-артиллерийского вооружения. Алгоритмы и устройства функционирования бортовых радиотехнических средств воздушной разведки артиллерии. Пенза: Филиал ВА МТО, Пензенский артиллерийский инженерный институт, 2018. 400 с.
Петешов Андрей Викторович, канд. техн. наук, доцент, начальник кафедры, D-john postamail.rii, Россия, Череповец, Череповецкое высшее военное инженерное училище радиоэлектроники,
Пафиков Евгений Анатольевич, канд. техн. наук, начальник отдела организации научной работы и подготовки научно-педагогических кадров, niri-opaiiamail. ru, Россия, Пенза, Филиал Военной академии материально-технического обеспечения,
Пыхтункин Алексей Викторович, преподаватель, niri-opaiiamail.ru, Россия, Пенза, Филиал военной академии материально-технического обеспечения
FUNCTIONAL SCHEME OF THE UNIT VECTOR OF THE PROBING SIGNAL A. V. Peteshov, E.A. Pafikov, A. V. Pykhtunkin
The results of substantiation of the scheme of formation of the vector probing signal are presented. The structure of the generated signals is determined by the sequence of codes of quadrature components stored in RAM. To ensure the coherence and correlation generated by the digital modulator low-if signals are provided periodic (on each period of the radiation) the timing of the initial phases of digital quadrature generator and the interpolating filters both digital channels FUSS.
Key words: synthetic aperture, a probe signal controller, a digital modulator.
Peteshov Andrey Viktorovich, candidate o f technical sciences, pro fessor, head o f the department, D-john post@mail.ru, Russia, Cherepovets, Cherepovets Higher Military Engineering College of Radio Electronics,
Pafikov Evgeniy Anatolievich, candidate of technical sciences, head of the department, niriopaiiamail. ru, Russia, Penza, Branch of the Military Academy of Logistics,
Pykhtunkin Aleksey Viktorovich, teacher, niriopaiiamail. ru, Russia, Penza, Russia, Penza, Branch of the Military Academy of Logistics
