Формирование помеховых сигналов для подавления радиоуправляемых взрывных устройств с использованием переотражающей антенной решётки Ван-Атта Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

УДК 621.396.62

ФОРМИРОВАНИЕ ПОМЕХОВЫХ СИГНАЛОВ ДЛЯ ПОДАВЛЕНИЯ РАДИОУПРАВЛЯЕМЫХ ВЗРЫВНЫХ УСТРОЙСТВ С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ ПЕРЕОТРАЖАЮЩЕЙ АНТЕННОЙ РЕШЁТКИ ВАН-АТТА

В.В. Недомолкин, С.А. Шерстюков

В статье проведен анализ существующих технических средств подавления каналов радиоуправляемых взрывных устройств (РВУ). Определена ситуация, в которой работа передатчиков помеховых сигналов не является эффективной. Предложено в качестве устройства формирования ответных помех каналам управления РВУ использование переизлучающей антенной решётки (ПАР) Ван-Атта с модуляцией переотражённого электромагнитного поля. На основании эксперимента проведён анализ модуляционных свойств диода-диполя как составного элемента ПАР Ван-Атта

Ключевые слова: радиоуправляемые взрывные устройства, переизлучающая антенная решётка, диод-диполь

Как показывает практика [1], более чем в 97% в РВУ, применённых террористами, радиолинии строились на базе портативных радиостанций, автомобильных систем сигнализации, радиоуправляемых игрушек, радиотелефонов, пейджеров, работающих в диапазоне частот от 20 до 1000 МГц и мощностью от 0,05 до 5 Вт. В настоящее время, для радиоэлектронного подавления (РЭП) каналов радиоуправления взрывными устройствами с целью защиты личного состава и объектов автомобильной и бронетехники, отечественной промышленностью (ОАО «Концерн «Созвездие», Холдингом предприятий безопасности «НЕЛК», компанией «Арли-спецтехника», Урало-Сибирским центром защиты информации и др.) выпускаются передатчики помех следующих типов: РП-377УВМ шифр «Крыша», «Диапазон-М», «Диапазон-М-01», «Сафари-2РПД», «Туман-Д», «Дмир», «Пелена», «Каскад», «Персей», система «Сфинкс-МКМ», имеющие возможность работы в широком диапазоне частот несущего колебания (от 20 МГ ц до 6 ГГц) и с различными видами модуляции шума. Различаясь мощностью и частотными диапазонами, конструктивным исполнением и массогабаритными характеристиками, все они имеют сходную идеологию построения по трём основным принципам: на основе линейночастотной модуляции шума, стохастического метода и их комбинирования.

Так, например, в передатчиках помех (блокираторах) серии «Персей» используется шумовая заградительная помеха, имеющая высокую спектральную плотность, что делает их высокоэффективными при подавлении радиовзрывателей с любым видом модуляции командного сигнала. Шумовой сигнал формируется методом линейного час-тотно-модулированного свипирования. Особенно-стью1 генераторов шума является использование в одном частотном канале двух генераторов управляемых напряжением; такое решение позволяет

Недомолкин Валерий Вячеславович - ВИ МВД России, соискатель, тел. 8-908-134-25-65

Шерстюков Сергей Анатольевич - ВИ МВД России, канд. техн. наук, доцент, E-mail: sergesher@rambler.ru

получить в одном канале диапазон частот 3 - 4 октавы, что дает возможность перекрыть необходимый частотный диапазон работы блокиратора (например, 20 - 3000 МГц) меньшим числом генераторов. Это приводит к снижению веса и уменьшению габаритов блокиратора. Электронные схемы блокираторов реализованы на современной высокоинтегральной элементной базе. В усилителях мощности использованы высокочастотные полевые транзисторы. Блокираторы серии «Персей» перекрывают частотный диапазон от 20 МГц до 6000 МГц и имеют интегральную выходную мощность от 20 Вт до 1000 Вт. Они широко используются по всему миру в самых различных климатических условиях.

В то же время, с целью обеспечения электромагнитной совместимости своих систем радиосвязи, необходимо применять методы компенсации воздействия шума от передатчиков помех собственным системам радиосвязи, основанные на алгоритмах корреляционной обработки и жёсткой синхронизации времени работы «передатчик помех -система радиосвязи». Для этого в качестве подсистемы радиосвязи целесообразно использовать многоканальные системы с временным разделением каналов. Примером реализации такой системы служит «Сфинкс-МКМ», изготовленный ОАО «Концерн «Созвездие», г. Воронеж, - комплекс подавления средств радиосвязи и каналов радиоуправления противника, с возможностью одновременного ведения разведзащищённой закрытой радиосвязи с ППРЧ со своими абонентами.

Однако, техника и методы «радиоподрыва» постоянно совершенствуются, осваиваются новые частотные диапазоны и методы модуляции для передачи сигналов управления взрывом, и, сегодня, широкое распространение получают РВУ, использующие цифровые сотовые, транкинговые и спутниковые радиотелефоны, «уоки-токи», системы GPS позиционирования и др. Одновременно, для достижения наиболее важных целей, подрывниками может использоваться целый комплекс мероприятий, включающий элементы радиоэлектронной борьбы (РЭБ): радиотехническую разведку, противодействие системам постановки помех, программ-

ную перестройку радиочастот (ППРЧ), применение шумоподобных управляющих сигналов и др.

В связи с этим, для эффективного подавления современных радиоканалов управления РВУ необходимо формировать помеховые сигналы с повышенной «радионезаметностью» для радиотехнических разведок противника (РТР), при одновременной высокой спектральной плотности и максимальным быстродействием устройств постановки помех.

В качестве примера можно описать следующую ситуацию. На пути передвижения колонны авто и бронетехники установлено РВУ, в котором реализовано DTMF кодирование (dual-tone multifrequency - двухтональное многочастотное). В этом случае, при приходе DTMF кода от командного прибора, если он совпадает с опорным кодом, приёмное устройство начинает передавать квитанцию открытия DTMF канала, часть мощности с антенны наводится в витке связи и детектируется детектором ключа исполнительного устройства, которое подаёт воспламеняющее напряжение на электродетонатор. В данной ситуации, имея на вооружении один из указанных выше передатчиков помех, обеспечивается возможность эффективного радиоэлектронного подавления (РЭП) РВУ с заданным коэффициентом подавления. При этом обязательным условием является нахождение передатчика помех в постоянно включенном состоянии (в активном режиме). Однако может возникнуть другая ситуация, если подрывники, используя методы РТР по обнаружению помехового сигнала и систему управления с ППРЧ, осуществляют уход из области РЭП и значительно увеличивают мощность DTMF кода. В этом случае, времени для принятия ответных действий на постановку помех не остаётся...

Для решения данной проблемы, а также с целью повышения «радионезаметности» и увеличения быстродействия систем противодействия РВУ, предлагается в качестве формирователей помех каналам управления РВУ использовать антенные решётки, работающие в режиме переизлучения принимаемых сигналов модулированных шумом. Как показано в [2], режим переизлучения обеспечивается при коротком замыкании антенн в точке подключения фидера или волновода. Если в центр диполя в разрыве подключить полупроводниковый диод, на вход которого подавать модулирующее низкочастотное напряжение, то можно модулировать рассеянное диполем поле. Рассеянную радиоволну с высоким уровнем в направлении на источник излучения формируют соединённые попарно элементарные антенны (рис. 1).

Рис. 1. Элемент решётки Ван-Атта

В такой антенне принимаемые радиосигналы элементом 1 переизлучаются в обратном направлении элементом 2, если оба элемента ориентированы одинаково. Из большого количества подобных пар, соединённых линиями одинаковой электрической длины, составляется антенная решётка Ван-Атта [3]. Решётки Ван-Атта могут быть составлены из полуволновых диполей рупорных, диэлектрических и других антенн и способны работать в широком частотном диапазоне падающих и переотражённых радиоволн.

На рис. 2 изображена линейная решётка, составленная из трёх пар полуволновых диполей, соединённых коаксиальными кабелями равной длины

Рис. 2. Схема соединения диполей в антенной решётке Ван-Атта: I - коаксиальные линии; II - экран

В ней радиоволна, принимаемая диполем 1, пе-реизлучается диполем 6; в свою очередь, диполь 1 переизлучает волну, принятую диполем 6. Падающие и переизлучённые радиоволны проходят одинаковое расстояние, поэтому максимум диаграммы переизлучения совпадает с направлением прихода электромагнитной волны. Максимальная эффективная площадь рассеяния (ЭПР) 8р переизлучаю-щих антенных решёток (ПАР) зависит от длины волны А, количества полуволновых диполей пд и

вычисляется по формуле 5р = ті А /4.

Таким образом, использование ПАР в качестве устройства формирования ответных помех каналам управления РВУ, во-первых, затрудняет РТР противника из-за отсутствия постоянного излучения передатчика помех на несущих частотах, во-вторых, помеховое излучение на несущих частотах формируется только при наличии падающей электромагнитной волны на входе ПАР от командного передатчика противника, в-третьих, не затруднено ведение собственной активной РТР, в-четвёртых, не нарушается электромагнитная совместимость своих систем радиосвязи, в-пятых, уменьшается вероятность поражения станции ответных помех самонаводящимся на радиоизлучение оружием, в-шестых, по результатам РТР появляется возможность выбора оптимального шумового модулирующего воздействия для обеспечения заданного коэффициента подавления канала управления РВУ.

С целью возможности использования ПАР Ван-Атта в качестве устройства формирования от-

ветных помех каналам управления РВУ, проведём анализ модуляционных свойств диода-диполя, как составного элемента ПАР, представляющего собой полуволновой вибратор, в разрыв которого включен полупроводниковый диод. В качестве модели диода-диполя используем коммутируемый полуволновой вибратор, который при замыкании четвертьволновых плеч вибратора становится полуволновым, а при размыкании реализуются два четвертьволновых вибратора [4].

Исследования были проведены на экспериментальной установке, изображенной на рис. 3.

Рп =

Ру

б

<-

3

Рис. 3. Экспериментальная установка для измерения параметров сигнала, переизлучённого диодом-диполем:

1 - высокочастотный генератор; 2 - передающая антенна;

3 - приемная антенна; 4 - детектор; 5 - селективный вольтметр; 6 - переизлучатель

Высокочастотные колебания, излучаемые передающей антенной 2, переотражаются переизлу-чателем 6. В качестве переизлучателя использовался полуволновой диполь, в разрыв которого включен геркон, управляемый электромагнитом от генератора низкочастотных колебаний. Замкнутое состояние контактов геркона соответствует полуволновому вибратору, а разомкнутое соответственно двум четвертьволновым вибраторам. Вследствие изменения состояния переизлучателя падающая волна отражается от переизлучателя, модулируется, принимается приемной антенной 3 и детектируется детектором 4, после которого низкочастотное напряжение регистрируется селективным вольтметром 5.

Рассмотрим процесс переотражения электромагнитной волны от управляемого рассеивателя, на который падает плоская электромагнитная волна. В результате взаимодействия волны с управляемым рассеивателем появляется переизлучённая волна.

Пусть мощность, излучаемая передающей антенной р , тогда плотность потока мощности Р у

переизлучателя равна:

Р = -ру- D

* 2 и

4 nr.

(1)

где Г1 - расстояние от передающей антенны до пе-

реизлучателя, р>и - коэффициент направленного

действия передающей антенны.

Плотность потока мощности р от переизлу-

чателя у приёмной антенны определяется соотношением:

4тт:

где ру =ns

2Dn

эфф n

(2)

переизлучаемая мощность,

Sэффп - ЭПР переизлучателя,

2 - расстояние от

переизлучателя до приёмной антенны, р>п - коэффициент направленного действия переизлучателя.

Тогда мощность р,', выделяемая на сопротивлении излучения приёмной антенны р, получается из (1) и (2):

Р,

pi =■

У эффи эфф n эфф np ^4 rlr2A

(3)

где $ , , - ЭПР передающей антенны, $ , , -

эффи эфф пр

ЭПР приёмной антенны.

Определим напряжение на входе селективного вольтметра, для этого воспользуемся эквивалентной схемой приёмника, представленной на рис. 4.

Рис. 4. Эквивалентная схема приёмника: Ur - напряжение, наводимое в приёмной антенне,

D - детектор, R, C - входная цепь селективного вольтметра

Амплитуда напряжения на входе селективного вольтметра определяется выражением:

u omp (t)=/Rf,

тогда напряжение на входе селективного вольтметра имеет вид:

U omp (t) = Uomp (t) cos(®0( + P) . (4)

Отражённый сигнал вместе с фоновыми пере-отражениями попадает в приёмную антенну, к выходу которой подключен квадратичный детектор, ток которого равен:

id (t) = e(uomp (t) + Uфou (t))2 , (5)

где p- коэффициент, определяющий передаточную характеристику входных цепей приёмника и детектора, характеризующий преобразование напряжения в поле, u^u (t) - фоновое напряжение, обусловленное фоновыми переотражениями.

Используя (4) и (5) получим:

id (t) = в(2 Um (t)(1 + cos 2Kt + Pomp )) + ) Uфон (1 +

+ cos 2(®0( + Рфои )) + Uomp (t)Uфон cosKt +

+ Pomp )c°sKt + Рфон )).

Напряжение на выходе фильтра детектора с характеристикой Z (ЇФ ) имеет вид:

г

2

r

1

r

ud (t) = Z (rn)id (t) = PZ (i®)(| Ulp (t) + 2 и2фм +

+ Uотр (t)Uфон C0S(<Pотр - 9фон ))

При ф =ф. и и >>U , напряжение

г'отр г фон ^ фон отр

на выходе фильтра приближённо равно:

ud (t) = Z(rn)id (t) = PZ(Ц2u2фон + U0тр (t)Uфт j

7Г

при ф -ф = _ напряжение на выходе

г отр г фон 2

фильтра

ud (t) = Z (rn)id (t) = в (rn)2u22 он;

= п напряжение на выходе фильт-

при фотр - Ч ра

ид (t) = Z(ia)id (t) = PZ(ia)luфон - Uотр (t)Uфон j '

Напряжение на выходе селективного вольтметра

u'd (t) = eZотр (t)Uфон (6)

Как следует из полученных соотношений, отражённое напряжение является определяющим, когда сдвиг фаз между отражённым и фоновым

сигналом не равен m. Коэффициент в (константа)

2

и отраженное напряжение Uотр (t) экспериментально сложно измерить, поэтому найдём не абсолютное значение напряжения u’d, а их отношение

при разных ЭПР вибраторов. Для расчета ЭПР Бэфф вибратора необходимо найти распределение

тока по вибратору. Рассмотрим вибратор как проводник, имеющий форму цилиндра, ось которого направлена по оси z [5]. Положим, что цилиндр тонкий и выполняются условия:

а0 << 1; ^ << 1,

L X

где 2L - длина проводника, ао - радиус провода. Далее принимаем, что частота и проводимость материала цилиндра таковы, что скин-эффект можно считать полным, так что ток течёт только по поверхности. Для такого проводника можно считать, что распределение тока по окружности цилиндра равномерно.

Основное уравнение для тока в проводе будет иметь вид [5]:

ike0 K + V"+k 2V - 2ln f[j"+k2 j]-' ,5 ln f

J "+k2J = -

1

2 ln pa0

- 2J '■

dz

(7)

где J - плотность тока [А/см]; к - волновое число;

со- частота падающей волны; с - ско-

равное ^;

с

рость распространения электромагнитной волны; р - некоторая постоянная, имеющая размерность

обратной длины, e =10 = j; K - внешняя

0 с 30

э.д.с.; V - интегральная составляющая для вектор-потенциала [5]. Решение (7) должно удовлетворять граничному условию:

J (± L ) = 0.

Решение уравнения выполним методом малого параметра, в качестве которого выберем:

= 1 ,

X 2 ln pa0

поэтому будем искать решение в виде ряда по степеням x :

J = J0 + XX1 +X J2 + •••

Подставляя этот ряд в уравнение (7) и приравнивая коэффициенты при одинаковых степенях X , придём к следующей системе дифференциальных уравнений:

j "0 +k2j0 = 0; j0 (± l)=0;

J "j +k2JI = ike0 [K + G(J0, z)]; Jj (± L) = 0; (8)

J"2 +k2J2 = ike0G[J1,z]; J2(±L) = 0;

где K - сторонняя э.д.с., G(J, z) - дополнительная

собственная э.д.с., зависящая от распределения тока по проводнику [5]. Из первого уравнения (8) следует, что независимо от того, как распределены э.д.с. K(z) по диполю

J0 = hVn(z), где n - число, кратное длине полуволны. Для n -нечётного ц/п = cos kz, для n - чётного цn = sinkz.

Распределение тока для полуволнового диполя в нулевом приближении будет иметь вид:

J0 = I0 cos(kz).

Далее, рассчитаем эффективный поперечник рассеяния для полуволнового диполя и четвертьволнового диполя.

Пусть коммутируемый вибратор замкнут, тогда он представляет полуволновой вибратор. Полуволновой диполь является настроенным, поэтому как следует из [5] применима формула вида:

4п L JK±. 16(2L)2 , (9)

эфф X/2 = J JKdx =

S.

e0K -l m Di(2mn)

где для данного случая п = 1, 2L = X/ 2, функция Di( x):

г*., s Х1 - cos t

Di( x) = J---------dt •

t

0 1

Используя данную формулу, получим значение ЭПР для полуволнового вибратора равную 0,56 X2.

Пусть коммутируемый вибратор разомкнут, тогда имеем два четвертьволновых вибратора. Четвертьволновый вибратор является ненастроенным и для него применима другая формула из [5], в данном случае для двух вибраторов:

(10)

Sэфф X/4 = 2X (2L)2 S(a),

где

g(a) = -Л— mp. + 4(a - tga)Si(2a) - 4 sin2 a a [cos a где a = kL; функция Si(x):

Si( x) = Jsint dt'

0 t

Получим ЭПР двух четвертьволновых вибраторов равную 0,8 %2X2.

Рассчитаем отношение Au , пропорциональное выражению при различных параметрах малости %:

Au (X,, X,) =

Sэфф X/2 Sэфф X/4 (xi), Sэфф X/2 - Sэфф X/4 (х j )

i, j = 1,2,3,

(11)

где 5 Л/ 2 - ЭПР полуволнового вибратора,

5 эфф Л/ 4 - ЭПР двух четвертьволновых вибраторов,

Х1 - параметр для вибратора с диаметром выводов а01 = 0,01 X, х2 - параметр для вибратора с диаметром выводов а02 = 0,1 X, х3 - параметр для вибратора с диаметром выводов а03 = 0,05X • Вычислив формулу (11) для различных диаметров выводов, получим отношение Аы равное соответственно 1,228 (для а01 и а02); 1,078 (для а01 и а03); 1,195 (для а02 и а0з).

Сравним рассчитанное значение с экспериментальными данными. Для этого воспользуемся экспериментальной установкой, изображенной на рис.

3. Измерим напряжение на выходе детектора 4 селективным вольтметром 5. Измерения проводились с тремя коммутируемыми вибраторами с диаметром выводов а01 = 0,01Х, а02 = 0,1Х и а03 = 0,05X. Отношение измеренных селективным вольтметром напряжений составило 1,136 (для а01 и а02); 1,056 (для а01 и а03); 1,105 (для а02 и а03). Из сравнения теоретических и экспериментальных значений следует, что расхождение незначительно.

Таким образом, теоретическое распределение тока по полуволновому и двум четвертьволновым вибраторам подтвердили экспериментальные исследования. В диоде-диполе можно использовать модель полуволнового и двух четвертьволновых вибраторов для расчётов параметров сигнала в той мере, в которой диод-диполь соответствует модели коммутируемого вибратора.

Для анализа эквивалентной схемы диода-диполя рассмотрим коммутируемый вибратор при работе с нагрузкой.

Рассмотрим случай, когда в разрез полуволнового диполя включена нагрузка 2 и найдем его

распределение тока:

J (2) = 2°. cos(kz),

2п

где к =1_ - волновое число, 10 - амплитуда тока,

X

которую можно найти по формуле:

I0 =

U

где и - напряжение на переизлучателе, -

входное сопротивление переизлучателя, в данном случае равное волновому сопротивлению.

Определим, при каком 2 полуволновой диполь перейдёт в состояние двух четвертьволновых, для этого рассчитаем ЭПР диполя с нагрузкой и приравняем полученный результат к известной формуле для ЭПР двух четвертьволновых диполей.

Общая формула для эффективной поверхности рассеяния:

S,

4л

эфф

e0U -L

J J (z)Udz,

(12)

где U - сторонняя ЭДС наведенная на переизлучателе.

Зная

переизлучаемую

мощность

P S S

р' = £ эфф и эфф п , найдём стороннюю ЭДС:

r2 X2

U =

Р£

2R£

Приравнивая (12) к ЭПР двух четвертьволновых вибраторов найдём формулу для определения значения 2 , при котором полуволновой диполь

переходит в состояние двух четвертьволновых:

104л

L

0,8x2X2e0U -l

J cos(kz)dz,

(13)

где L = X / 4.

Подставляя значения в (13) получим величину

2 , равную 683 Ом. При этом значении нагрузки

полуволновой вибратор переходит в состояние двух четвертьволновых.

В работе [6] было исследовано, что изменение модуляционных свойств диода-диполя зависит от изменения барьерной ёмкости Сбар и прямого эквивалентного сопротивления Яд р-п перехода. Рассчитаем величину барьерной ёмкости эквивалентную нагрузке 2 н :

1

с = бар 2л?£. н

Она составляет 1,4 пФ. Таким образом, полуволновой диполь переходит в состояние двух четвертьволновых при величине прямого эквивалентного сопротивления Яд р-п перехода более 683 Ом и величине барьерной ёмкости Сбар более 1,4 пФ.

Сравним полученные значения с экспериментальными данными. В [6] исследовалась эквивалентная схема полупроводникового диода при

включении его в прямом и обратном направлениях. Ёмкости и сопротивления моделировались с помощью постоянных конденсаторов и резисторов различных значений. При исследовании зависимости глубины модуляции от изменения барьерной ёмкости Сбар из графика следует, что при увеличении ёмкости более 2,5 пФ величина переотражённого сигнала резко уменьшается по сравнению с эталонным значением. При исследовании зависимости глубины модуляции от изменения сопротивления Яд р-п-перехода величина переотражённого сигнала резко уменьшается при величине сопротивления более 1 кОм. Экспериментальные данные подтверждают теоретические расчёты. В работе [6] были проведены исследования с различными типами полупроводниковых диодов. Глубина модуляции при использовании диода-диполя составляет от 60% до 80% по сравнению с вибратором, коммутируемым герконом.

Для реализации фазовой модуляции переиз-лучённого поля необходимо без изменения геометрического расположения диодов-диполей в ПАР Ван-Атта определить режимы работы полупроводниковых диодов, обеспечивающих электронное изменение периода решётки.

В то же время, вместо диодов-диполей для модуляции по амплитуде переизлучённого сигнала могут быть использованы фазовращатели, включенные в фидерные линии, соединяющие вибраторы. Изменением сдвига фаз можно добиться различной глубины амплитудной модуляции переиз-лучаемых радиосигналов. Переизлучение в обратном направлении в ПАР произойдёт в том случае, когда оси диполей совпадут с поляризацией падающей волны. Выбирая отдельные излучатели с определённой поляризацией, можно получить ПАР с любыми поляризационными свойствами. Как отмечалось в [2], вместо выступающих диполей в ПАР возможно применение плоских спиралей, нанесённых печатанием на диэлектрический лист. В этом случае повышается диапазонность ПАР, обеспечивается отражение сигналов с любой поляризацией, упрощается технология изготовления,

уменьшаются масса и габариты. Одновременно, для увеличения интенсивности переизлучаемых сигна-

лов в ПАР могут применяться малогабаритные усилители на туннельных диодах или на параметрических усилителях, которые кроме своего основного назначения могут выступать в качестве формирователей помеховых сигналов с заданной модуляцией по амплитуде, фазе и частоте. Для этого, на управляющие входы устройства модуляции переотражённого сигнала целесообразно подавать предварительно усиленный модулирующий сигнал в виде ограниченного полосового шума манипулированного хаотической импульсной последовательностью.

Таким образом, на основании коммутирующих свойств диода-диполя, а также возможности осуществления модуляции переотражённой электромагнитной волны модулирующим шумовым воздействием, доказана возможность использования ПАР Ван-Атта в качестве высокоэффективного быстродействующего устройства формирования ответных помех каналам управления РВУ.

Литература

1. Борисов В.И., Зинчук В.М., Лимарев А.Е., Немчи-лов А.В., Чаплыгин А. А. Пространственные и вероятностно-временные характеристики эффективности станций ответных помех при подавлении систем радиосвязи / Под ред. В.И. Борисова. - М.: РадиоСофт, 2008. - 362 с.

2. Палий А.И. Радиоэлектронная борьба: (Средства и способы подавления и защиты радиоэлектронных систем). - М.: Воениздат, 1981. -320с.

3. Кобак В.О. Радиолокационные отражатели. - М.: Сов. радио, 1975. - 248 с.

4. Недомолкин В.В., Суходольский М.И., Исследование влияния параметров управляемого пассивного рассеивателя на глубину амплитудной модуляции рассеянного СВЧ поля / 9-я Республиканская электронная конференция «Современные проблемы информатизации». -Воронеж, 2004.

5. Леонтович М.А., Левин М.Л. О теории возбуждения колебаний в вибраторах антенн. «ЖТФ», 1943. - т. 14. - № 9.

6. Зюльков А.В., Недомолкин В.В., Суходольский М. И. Экспериментальные исследования влияния параметров р-п перехода на модулирующие свойства диода-диполя / Материалы 10-й международной научнотехнической конференции «Радиолокация, навигация, связь». - Воронеж: ВНИИС, 2004.

Воронежский институт Министерства внутренних дел России

FORMATION STIRRING OF SIGNALS FOR SUPPRESSION OF RADIO-CONTROLLED EXPLOSIVES WITH USE REFLECTING OF ANTENNA LATTICE VAN-ATT

V.V. Nedomolkin, S.A. Sherstukov

In paper the analysis of existing hardware components of suppression of channels of radio-controlled explosives is lead. The situation in which work of senders noise signals is not effective is determined. It is offered in the capacity of devices of formation of repeater jammings to control channels radio-controlled explosives use of a re-emitting array Van-Атта with modulation pen the reflected electromagnetic field. On the basis of experiment the analysis modulation properties of a diode - dipole, as component of re-emitting array Van-Атта is lead

Key words: radio-controlled explosives is lead, reflecting an antenna lattice, diode-dipole