CC BY
99
ДВУХЗВЕННОЕ СОГЛАСУЮЩЕЕ УСТРОЙСТВО ДЛИННОВОЛНОВЫХ РАДИОВЕЩАТЕЛЬНЫХ АНТЕНН
Гайнутдинов Тимур Аншарович,
к.т.н., доцент кафедры ТЭДиА МТУСИ, Москва, Россия, tedia@mtuci.ru
Гаранкина Наталья Ильинична,
соискатель кафедры ТЭДиА МТУСИ, Москва, Россия
Кочержевский Вадим Георгиевич,
доцент кафедры ТЭДиА МТУСИ, Москва, Россия
Ключевые слова: широкополосное согласование, добротность антенны, Г-цепь, параллельный контур, последовательный контур.
В связи с переходом на стандарты цифрового радиовещания в нашей стране возникает проблема модернизации действующих антенно-фидерных устройств для работы в данных стандартах. Одним из ключевых требований к антеннам цифрового радиовещания является высокое качество согласования во всей полосе радиосигнала - 9 кГц. Учитывая размеры нашей страны, наиболее интересным представляется освоение цифровыми стандартами длинноволнового диапазона, так как это позволит в кратчайшее время покрыть всю территорию высококачественным радиосигналом. Однако, для этого диапазона весьма узкая полоса 9 кГц уже является широкой из-за малости частоты несущей, в связи с чем использование стандартных схем узкополосного согласования, апробированных на практике аналогового радиовещания, не представляется возможным. Целью данной работы является описание способов построения сравнительно простых, широкополосных согласующих устройств, обеспечивающих высокое качество согласования в полосе 9 кГц ДВ радиовещательных антенн. На практике, в современном аналоговом ДВ радиовещании в качестве согласующих устройств используются Г-цепи, представляющие параллельно-последовательное включение катушки и конденсатора. В работе показано, что использование подобной цепи для требований цифрового радиовещания невозможно из-за малости полосы согласования. Для расширения полосы согласования предлагается использовать либо однозвенные цепи согласования, состоящие из цепи уменьшения добротности в виде параллельного контура и цепи трансформации - Г-цепи, либо двухзвенные цепи, состоящие из составной цепи уменьшения добротности в виде комбинации параллельного и последовательного контура и цепи трансформации в виде Г-цепи. При этом по количеству катушек и конденсаторов двухзвенная цепь превосходит одно-звенную всего на один конденсатор Приводятся численные результаты по согласованию различных длинноволновых радиовещательных антенн как с однозвенной так и с двухзвенной цепью согласования. Показано, что переход от однозвенной схемы к двухзвенной позволяет увеличить полосу согласования по КСВ не хуже 1.1 на 25-45%, причем чем больше добротность согласуемой антенны, тем больше выигрыш.
Для цитирования:
Гайнутдинов Т.А., Гаранкина Н.И., Кочержевский В.Г. Двухзвенное согласующее устройство длинноволновых радиовещательных антенн // T-Comm: Телекоммуникации и транспорт. - 2015. - Том 9. - №6. - С. 48-56.
For citation:
Gainutdinov T.A., Garankina N.I., Kocherzhewski V.G. Two-unit matching device of the long-wave broadcasting antenna.s T-Comm. 2015. Vol 9. No.6, рр. 48-56. (in Russian).
7T\
Переход к цифровым стандартам радиовещания является одной из главных задач развития индустрии радио в нашей стране. Учитывая большие размеры ее территории для организации быстрого и коммерчески эффективного перехода к «цифре» было бы желательно начать его с длинноволнового (ДВ) радиовещательного диапазона. Действительно [1], поверхностные волны, огибающие землю, испытывают меньшее затухание в ДВ диапазоне, по сравнению со средневолновым (СВ) диапазоном. Кроме того, в России существует мощный парк ДВ радиовещательного оборудования, который сейчас практически не используется, в силу чего его модернизация может быть экономически более оправдана, чем фактически построение заново огромного количества высокомощных СВ передатчиков и ан-тенно-фидерных устройств. Одной из ключевых проблем при переходе на цифровое радиовещание является улучшения качества согласования во всей полосе вещательного сигнала. Так, вопросы работы вещательных передатчиков в одном из самых популярных стандартов цифрового вещания DRM на относительно узкополосные ДВ антенны и требования к их качеству согласования обсуждались в [2, 3]. В частности, в [2] показано, что при работе современного передатчика с ШИМ модулятором в режиме DRM на узкополосную антенну возможно существенное (до 15 дБ) превышение его выходного спектра над ограничительной линией (маской) допустимых внеполосных радиоколебаний.
Для устранения данного эффекта в [3] сформулированы требования к КСВ антенны при работе передатчика в цифровом режиме стандарта DRM:
- величина КСВ должна быть <1.05 в полосе частот ± 5 кГц от несущей;
- величина КСВ должна быть <1.1 в полосе частот ± 10 кГц от несущей.
Следует отметить, что перечисленные требования к допустимому КСВ нагрузки относятся только к конкретному, исследованному в [2] типу передатчиков с применяемым в них методом высокоэффективного усиления, выбранной тактовой частотой ШИМ и т.д. Так, например, передатчики фирмы Nautel (с более высокой тактовой частотой ШИМ) допускают КСВ < 1.1 в полосе частот ± 4.5 кГц от несущей для сигнала DRM с полосой 9 кГц.
Как показывает анализ [4, 5], входной КСВ реальных, используемых в настоящее время длинноволновых антенн в полосе цифрового сигнала существенно превышает вышеуказанные, требуемые значения. Естественно, этот КСВ зависит как от конструкции действующих ДВ антенн, так и от типа используемых согласующих устройств. В настоящее время в качестве согласующих устройств ДВ диапазона используются [б] Г-цепи (рис. 1а,б) или их модификации, так называемые П- и Т-цепи (рис. 2а,б).
Модификации Г-цепей используются, как правило, в тех случаях, когда номиналы настроечных индуктивно-стей и/или емкостей получаются такими большими, что их реализация является экономически неоправданной.
С
4
Рис. 16. CL-цепь L, Lz
X ±
Рис. 2а. П-цепь
Рис. 26. Т-цепь
Никаким выигрышем по широкополосности согласования ни П-, ни Т-цепи не обладают [6]. Методы расчета, практической реализации и настройки подобных схем хорошо апробированы за более чем 50-летний опыт эксплуатации ДВ радиовещания, поэтому желательно вести разработку новых более широкополосных устройств на основе Г-цепей или их модификаций. Изначально, Г-цепь была разработана как узкополосное устройство, обеспечивающее практически идеальное (КСВ < 1.03) согласование любой нагрузки с ненулевым активным сопротивлением на фиксированной частоте. При этом КСВ на границе полосы вещательного сигнала мог достигать величины 1.8-2 [4], что было вполне приемлемо для аналогового вещания, но абсолютно недопустимо для цифрового, В [5] было показано, что Г-цепи при любой практически реализуемой модификации действующих ДВ антенн не способны обеспечить требуемое качество согласования в нужной полосе.
Однако Г-цепи успешно справляются с трансформацией чисто активного сопротивления нагрузки в чисто активное сопротивление в весьма широкой полосе частот, заведомо превосходящей требования цифрового радиовещания, поэтому возможно [5] создание сравнительно простых согласующих устройств состоящих из звена компенсации реактивной составляющей входного сопротивления антенны - последовательный или параллельный колебательный контур, а также цепи трансформации активного сопротивления - Г-цепи. Естественно, использование такого согласующего устройства возможно лишь при весьма специфическом характере частотного поведения входного сопротивления антенны, но как было указано в [4, 7] подобным поведением при весьма несложных модификациях удовлетворяют практически все антенны-мачты ДВ диапазона. Другой метод согласования таких антенн в сравнительно широкой полосе с помощью частотно-расширительной цепи (ЧРЦ) с балластным активным сопротивлением приведен в [8]. В этой работе показано, что для антенн с малой добротностью при использовании такой ЧРЦ можно обеспечить весьма широкую полосу согласования при приемлемом уменьшении КПД.
7Тл
Неизбежное наличие в составе согласующего устройства Г-цепи позволяет составлять чуть более сложные схемы согласования, позволяющие расширить рабочую полосу по сравнению с результатами, приведенными в [4, 5]. Необходимость такого расширения обусловлена, как сложностью согласования высоко добротных антенн в пределах нужной полосы, так и возможностью еще большего ужесточения требований к качеству согласования в требуемой полосе, прежде чем перейти к непосредственному описанию согласующих схем кратко остановимся на особенностях широкополосного согласования нагрузок в виде последовательного контура с небольшим активным сопротивлением. Типичная картина [4] частотного поведения входного сопротивления ДВ радиовещательной антенны приведена на рис. 3.
Рис. 3, Входное сопротивление ДВ антенны мачты шунтового питания
1 $
Рис. 4. Эквивалентная схема антенны
В пределах полосы радиовещательного сигнала (± 5 кГц) и даже в пределах нормируемой полосы вне-полосных радиоколебаний (± 10 кГц) с некоторой неточностью такое поведение может быть представлено в виде простейшей эквивалентной схемы, изображенной на рис. 4. Параметры такой схемы (г, 1_, С) и ее добротность СЗ могут быть рассчитаны на основе следующего простого алгоритма [4].
Исходные данные: нижняя частота - ^ (нижняя круговая частота ), центральная частота - ^ (центральная круговая частота ш0), верхняя частота - ^ (верхняя круговая частота ше), входное сопротивление антенны на нижней частоте - Яц-НХц, на центральной частоте Ко-НХ0, на верхней Кь-НХе.
Порядок расчета
1. Определяется знак х0. Если знак положительный то п.5
2.
3.
4.
5.
б.
7.
8.
А = -Х0/со0
Идем в пункт 7.
С,= У(Х0щ)
X
- 1
* ад,С
~ Ха
1
¿¡Щ
с
н X
1
_0)н
Юн СО,
'о
с=
С,, +
;£= I
9. Добротность
■с
®ос /со0С0
1
_0)в
а>в со,
'о
К*
Механизмы согласования нагрузок, описанных с помощью эквивалентной схемы на рис. 4 хорошо известны [9,10], Главной неточностью такого эквивалента является фактическое пренебрежение изменением активного сопротивления антенны по частоте. В связи с этим наиболее эффективно результаты, полученные в вышеприведенных классических работах, могут быть использованы в случаях, когда активное сопротивление практически не меняется по частоте. В общем же случае, как наглядно видно из рис.3 частотное поведение активной части входного сопротивления может быть представлено в виде полинома второй степени с положительными коэффициентами
г2
(1)
где Яо^Дг - коэффициенты, определяемые для каждой антенны индивидуально. Создание методов согласования даже чисто активных нагрузок с подобным частотным поведением является абсолютно неизвестным в области теории согласования вопросом, решение которого могло бы существенно увеличить полосы согласования и соответственно, рабочие полосы весьма широкого круга антенн.
Перейдем теперь непосредственно к краткому изложению методов широкополосного согласования нагрузок, которых можно представить в виде эквивалента, представленного на рис.4 Проблема широкополосного согласования комплексных нагрузок в общем виде была исследована и решена Р. Фано в его докторской диссертации, защищенной в 1947 году. Часть этой диссертации, посвященная вопросам широкополосного согласования, опубликована в виде статьи в 1950 г. Русский перевод [9] опубликован в виде книги в 1965 г. В этой книге в качестве частного случая была решена задача широкополосного согласования нагрузки в виде последовательного контура с омическими потерями. Для согласования такой нагрузки в предельной по Фано полосе предлагалась следующая схема
"II I Г^ЧН I
_У |
^ Широкополосное со.-лпсугощее устронсш °ео\ Антенна I
ЦС,= Ь2с1= Ь3С} =....- Црщ = Рис. 5. Схема широкополосного согласования по Фано
Фактически схема согласования представляет полосовой фильтр с бесконечным числом звеньев. Звеном называется пара из двух контуров, один из которых параллельный включается параллельно относительно антенны-нагрузки, а второй последовательный включается последовательно. Общее число элементов в звене 4 (2 емкости и 2 катушки). При этом даже при бесконечным числе звеньев, т.е. бесконечной длине согласующей цепи полоса согласования конечна и удовлетворяет следующему предельному равенству 2Д/ я
/о
ксвдт -1
X
lk С к Zbx
X
1 J
Схема состоит из одного параллельного контура, служащего для компенсации реактивной части входной проводимости антенны в максимально широкой полосе частот и Г-цепи, играющей роли трансформатора активных сопротивлений. Общее число элементов - 4. В данной работе мы покажем, что небольшое увеличение числа элементов в подобной схеме может существенно повысить полосу согласования. В схему на рис.б предлагается добавить еще одно звено в виде последовательного контура и поменять местами I. и С в Г-цепи. Тогда схема примет вид изображенный на рис.7.
С Ф
* ф
(2)
Естественно, при реальном, конечном числе звеньев полоса согласования меньше предельной. Дальнейшее развитие идей Фано, применительно к интересующему нас случаю широкополосного согласования резонансных нагрузок, получило в работах советского ученого Д.М.Сазонова. В работе [10] были приведены численные результаты показывающие крайне медленный рост реальной полосы согласования при увеличении числа звеньев в согласующей цепи. Отметим, что при реальной практике согласования ДВ радиовещания число элементов в согласующей цепи не должно [4] превосходить 4-6. При большом количестве элементов помимо очевидного увеличения стоимости наблюдается усложнение настройки цепи и увеличение потерь в ней, что весьма нежелательно для высокомощных систем. Такое жесткое ограничение на число элементов делает неудобным определение одного звена как совокупности параллельного и последовательного контура, как принято в теории фильтров, поскольку фактически всего одно звено 'съедает" почти весь доступный лимит на количество сосредоточенных элементов. Поэтому, в дальнейшем мы будем называть звеном всего один контур (либо последовательный, либо параллельный), и соответственно число элементов в звене равняется 2. В работе [11] была исследована следующая схема согласования.
Рис. 7. Двухзвенная схема промежуточный вид
Из схемы на рис.7 легко видно, что в двухзвенной схеме возможно объединение двух включенных последовательных индуктивностей и соответственно окончательный вид двухзвенной схемы имеет вид, представленный на рис 8.
С,
41-
'т ^
Рис. 8. Двухзвенная схема согласования
Нетрудно видеть, что число элементов в двухзвенной схеме равно 5 (три емкости и две катушки), что всего на 1 элемент превосходит однозвенную схему. В то же время мы имеем полноценное в обозначениях Фано и Сазонова звено цепи согласования. Фактически, в обозначениях числа звеньев, приведенных в [10] мы перешли от 0.5 звена к 1 звену. Численные результаты по оценке выигрыша по полосе согласования в [10] отсутствуют, так как автор оперировал только натуральными значениями чисел звеньев, поэтому мы их приведем ниже на примере согласования ряда известных [7] ДВ радиовещательных антенн.
В качестве исследуемых антенн были выбраны; шунтовая антенна с регулируемом распределением тока (ШАРРТ) - центральная частота 171 кГц, высота мачты 254 м, антенна-мачта шунтового питания (АМШП) - центральная частота 180 кГц, высота мачты 254 м, антенна-мачта верхнего питания (АМВП) - центральная частота 252 кГц, высота мачты 152 м. Графики частотного поведения входного сопротивления этих антенн приведем ниже.
Полоса согласования этих антенн по уровню КСВ не хуже 1,1 на 60-омный фидер при использовании согласующего устройства в виде Г-цепи составляет от 0,5 до 2 кГц, что абсолютно не удовлетворяет требованиям цифрового радиовещания.
Рис. 6. Однозвенная схема согласования
T-Comm Vol.9. #6-201 5
tr
ÏD
1 -и -
.......Г.....1 i !
......Г...... i ......;......
1 ! ! ......
г I
1 _ 4-_____ 1 _ _ _i___
I 1 : 1 ___- __ ......
______
Рис. 9. Входное сопротивление антенны ШАРРТ
. - BtBiftnn - ВДР«Ч ■
Рис. 10. Входное сопротивление антенны АМШП
Период!) — Hi{Z}(Tortr. |
1 I ( i i i
1 1 ) /
/ /
/ /
___ _____J____ i / /
! '
- i \
i i i
2« 2" ж ж
2ЭЭ 2S2 254 ■ i- ;«* »о ~
Рис. 11. Входное сопротивление антенны АМВП
Добротность антенн равняется: антенна ШАРРТ -14.4, антенна АМШП - 10.6, АМВП - 14.6. Нужно отметить, что к определению величины добротности антенны АМВП нужно относится весьма осторожно, т,к как уже было сказано выше методика определения добротности справедлива при мало меняющемся по частоте активном сопротивлением антенны. Как видно из 11 у антенны АМВП это приближение абсолютно неправомерно. Со всеми антеннами был произведен расчет модификаций антенного полотна с целью уменьшения их добротности и. применительно к антенне АМВП снижению частотной зависимости активной части входного сопротивления. Методика подобной модификации на примере антенны АМШП подробно описана в [11]. Модификация антенного полотна является весьма трудоемкой и затратной операцией. Во всех случаях, где ее можно избежать, ее следует избегать. На наш взгляд, можно использовать следующий критерий для оценки необходимости выполнения этой операции:
A) У антенны должно быть практически не меняющееся (отклонение не более 10%) по частоте внутри требуемого диапазона активное сопротивление
B) Антенна должна иметь хотя бы 1.5 кратный запас по добротности по сравнению с добротностью идеальной схемы Фано, определяемую по (2), т.е. если, например, центральная частота работы антенны 171 кГц, требуемая полоса по КСВ не хуже 1.1 составляет ± 10 кГц, тогда согласно (2) добротность антенны при бесконечной длине схемы согласования равняется QnA=(n/!n21)x(171/20)=8.82, реальная добротность антенны должна быть не более Q„J 1.5=8.82/1.5=5.88
Отметим, что выполнение обоих требований является необходимым условием, т.е. если антенна имеет малую добротность, но ее активное сопротивление меняется по частоте сравнительно быстро, то малость добротности отнюдь не гарантирует широкополосности, так как само понятие добротности теряет смысл. В нашем случае все три антенны не удовлетворяли требованиям А) и В) поэтому была проведена модификация антенного полотна этих антенн. Графики входного сопротивления модифицированных антенн представлены на рис. 12, 13, 14. Добротность модифицированных антенн равняется: антенна ШАРРТ - 5.7, антенна АМШП -7.1, АМВП - 13.1. Для антенны АМВП фактически главной задачей модификации стало сглаживание частотного поведения ее активного сопротивления. После модификации антенного полотна все 3 антенны согласовывались на 60-омный фидер с помощью однозвен-ной схемы согласования (рис.7) и двухзвенной схемы {рис, 8). Величины катушек и конденсаторов подбирались вручную с целью обеспечить максимум полосы согласования по КСВ не хуже 1,1. Графики зависимости КСВ от частоты для согласования модифицированной антенны ШАРТ приведены на рис. 15 и 16. Параметры реактивных элементов в однозвенной схеме: 1к = 8 мкГн, Ск = 115 нФ, L =80 мкГн, С = 30 нФ. Параметры реактивных элементов в двухзвенной схеме: U = 4 мкГн, Ск = 220 нФ, L™ =185 мкГн, Ci = 5 нФ, С2 = 12 нФ.
Т-Сотт Уо!.9. #6-201 5
7Тл
Рис. 17. Однозвенная схема
Рис. 20. Двухзвенная схема
Параметры реактивных элементов в однозвенной схеме: 1к = 1.5 мкГн, Ск = 240 нФ, I =20 мкГн, С = 8 нФ. Параметры реактивных элементов в двухзвенной схеме: 1_к = 1 мкГн, Ск = 390 нФ, 1-экв =292 мкГн, С* = 1.5 нФ, С2 = 9 нФ.
Полоса согласования по КСВ не хуже 1.1 у однозвенной цепи 7.5 кГц, у двухзвенной цепи 11 кГц. Таким образом, переход от однозвенной цепи к двухзвенной обеспечивает выигрыш на 46% по полосе согласования для антенны АМВП (антенны с большой добротностью). Сведем полученные численные результаты в таблицу.
170000.0 172000.0 ДОХОД 176000.0 178000.0 1800009 1Ш0.0 Ш»,0 1ЙООО.О 118000,0 190000
Чкгап
Рис. 18. Двухзвенная схема
На рис. 19 и 20 изображены результаты согласования модифицированной антенны АМВП.
Название антенны % [кГц] Добротность <3 Предельная полоса по Фа но [кГц] (КСВ не хуже 1.1) Полоса согласования однозвенной схемы [кГц] {процент от предельной) Полоса согласования двухзвенной схемы [кГц] (процент от предельной)
ШАРТ 171 5.7 30.95 13.5 (43.6%) 17 (55%)
АМШП 180 7.1 26.16 10 (38.2%) 14 (53.5%)
АМВП 252 13.1 19.85 7.5 (37.8%) 11 (55.4%)
Из таблицы видно, что применение двухзвенной схемы согласования, схемы состоящей из 5 сосредоточенных элементов (3 конденсатора и 2 катушки индуктивности) позволяет получить полосу согласования всего лишь в два раза меньшую, чем при использовании предельной схемы согласования, состоящей из бесконечного числа элементов. Кроме того, наибольшую эффективность подобная схема показывает в тех случаях, когда согласуемая антенна является весьма высокодобротной, т.е. весьма узкополосной. В заключении статьи еще раз отметим, что решение задач ши-рокполосного согласования резонансных нагрузок с плавающей активной частью может существенно расширить область применения антенн с аналогичным поведением входного сопротивления.
Литература
1. Ерохин ГЛ., Чернышев О.В., Козырев Н.Д, Кочержевский В.Г. Антенно-фидерные устройства и распространение радиоволн. - М, Горячая линия Телеком, 2004. - 491 с,
2. Thomas Walz. DRM Aspects of LW/MW Antenna Systems. Международный симпозиум по цифровому радиовещанию. Москва, 14-16 октября 2009.
3. Йохен Хубер. DRM в СВ и ДВ диапазонах, зоны покрытия и технические требования. Международный симпозиум по цифровому радиовещанию. Москва, 14-16 октября 2009.
4. Варламов О.В., Горегляд В.Д. Расширение полосы согласования передающих вещательных антенн диапазона ДВ для работы в стандарте DRM // T-Comm: Телекоммуникации и транспорт. № 1. 2013. - С.18-22.
5. Гайнутдинов Т.А., Гаранкина Н.И., Кочержевский В.Г., Гусева A.C. Простые широкополосные согласующие устройства длинноволновых радиовещательных антенн // T-Comm Телекоммуникации и транспорт. № 11. 2014. -С.18-22.
6. Фуско В. СВЧ цепи и сигналы. Анализ и автоматизированное проектирование, - М.: Радио и связь, 1990. -288 с.
7. Белоусов С.П., Гуревич Р.В.,Клигер Г.А., Кузнецов В.Д. Антенны для радиосвязи и радиовещания. Часть 2 Средневолновые и длинноволновые антенны. - М.: Связь, 1980. - 120 с.
8. Варламов О.В. Разработка алгоритма и программных средств проектирования антенно-согласующих цепей цифровых радиовещательных передатчиков стандарта DRM Ц T-Cömm: Телекоммуникации и транспорт. № 2. 2013. - С. 47-50.
9. Фано Р. Теоретические ограничения полосы согласования произвольных импедансов. - М.: Сов. радио, 1965. - 72 с.
10. Сазонов Д.М. Инженерный расчет широкополосного согласования резонансных антенн // Радиотехника №2. 1958. - С. 42-46.
11. Гайнутдинов Т.А., Гаранкина Н.И., Кочержевский В.Г. Исследование способов модернизации действующей передающей радиовещательной антенны АМШП для работы в стандарте DRM // T-Comm: Телекоммуникации и транспорт. № 9. 2013, - С. 51-57.
T-Comm Vol.9. #6-201 S
TWO-UNIT MATCHING DEVICE OF THE LONG-WAVE BROADCASTING ANTENNAS
Gainutdinov T.A., Garankina N.I., Kocherzhewski V.G., Moscow, Russia
Abstract
In connection with the transition to the standards of digital radio broadcasting in our country the problem of the modernization of the acting mast-antenna for the work in the stated standards arises. One of the key requirements for the antennas of digital radio broadcasting is the high quality of matching in the radio signal whole band of 9 kHz. Taking into consideration the dimensions of our country it is seemed most interesting to master of the long-wave range digital broadcasting since this will make it possible in the short time to cover entire territory with high-quality radio signal. However for this frequency range seemingly narrow band of 9 kHz is still too much wide because of the small-ness carrier frequency. In connection with this the use of standard schemes of narrow-band matching approved by practice of analog radio broadcasting is impossible. In practice for analog LW radio broadcasting, the L- circuits are used as the matching devices. L-circuit is the parallel-series connection of coil and capacitor. It was shown that the using of similar circuits for the digital radio broadcasting is useless because of the achievable matching band small-ness. For expanding the band of the matching it is proposed to use either the single-section matching scheme, which consist of the parallel-resonant circuit compensating susceptance of antenna and L- circuit for impedance transformation or the two-link chain device consisting of the compound circuit of the decreasing of the quality factor in the form of the combination of parallel and series LC circuit and the L-circuit as transforming one. It is to be noted that in re of the quantity of coils and capacitors two-unit chain exceeds single-section one in all to one capacitor. The purpose of this work is the description of the methods of constructing comparatively simple, wide-band matching devices which ensure the high quality of antenna matching in the band of 9 kHz in LW diapason. In the paper are presented numerical results concerning to the matching of different long-wave broadcasting antennas both with the single-section matching circuit and with the two-link chain devices of matching. It is shown that the passage from the single-section circuit to the two-link chain devices makes it possible to increase the band of the matching after criterion of VSWR < 1.1 on 25-45%, moreover the greater the quality-factor of the antenna, the broader achievable band.
Keywords: wide-band matching, VSWR, L- circuit, parallel resonant circuit, the series circuit.
References
1. Erokhin G.A. Chernyshev O.V. et al. Antenna Devices and Radio wave Propagation. Hot Line Telecom, 2007, 491 p. [in Russian]
2. Thomas Walz. DRM Aspects of LW/MW Antenna Systems. International Symposium on DRM Broadcasting. Moscow, 14-16 October, 2009.
3. Jochen Huber. DRM on MF and LF, coverage and technical requirements. EBU-DRM Conference. 26 Nov. 2009. Geneva (CH). [in Russian]
4. VarlamovO.V., Goreglyad V.D. Bandwidth Extension LW Transmitting Broadcasting Antenna Systems for Operating in DRM Mode. T-comm, 2013, No 1, pp. 18-23. [in Russian]
5. Gainutdinov T.A., Garankina N.I., Kocherzhewskiy V.G., Guseva A.S. The simple wideband matching shemes for long wave broadcasting antennas. T-comm, 2014, No 11, pp. 33-40. [in Russian]
6. Fusco V. Microwave circuits and signals. Analysis and computer-aided design. Moscow, 1990. 288 p. [in Russian]
7. Belowsov S.P., Gurevich R.V. et al. Antennas for Radiocommunications and Broadcasting. Pt. 2, Medium and Long Wave Antennas. Moscow, 1980. 120 p. [in Russian]
8. Varlamov O.V. Development of Algorithm and Software Tools for Antenna-Matching Circuit Design of DRM Digital Broadcast Transmitters. T-comm, 2013, No 2, pp. 47-50. [in Russian]
9. Fano R.M. Theoretical Limitations on the Broadband Matching of Arbitrary Impedances. Moscow, 1965, 68 p. [in Russian]
10. Sazonov D.M. Engineer Calculating of the Resonant Antenna Broadband Matching. NDVSh, Radiotechnika and Electronica. 1958, No 2, pp. 58-62. [in Russian]
11. Gainutdinov T.A., Garankina N.I., Kocherzhewskiy V.G. The research of ways of modernization AMSHC for work in DRM standard. T-comm, 2013, No 9, pp. 51-57. [in Russian]
Information about authors:
Gainutdinov T.A.., docent, Cathedra of Technical Electrodynamics and Antennas, MTUCI, tedia@mtuci.ru Garankina N.I. post-graduated Cathedra of Technical Electrodynamics and Antennas, MTUCI, Moscow. Russia Kocherzhewskiy V.G. docent, Cathedra of Technical Electrodynamics and Antennas, MTUCI, Moscow, Russia
