CC BY
83
-I I-
---------------------□ □-----------------------
Проведено аналіз одноканального доплерівсь-кого пеленгатора, розкрито особливості обробки сигналу, отримані основні співвідношення, що визначають режим роботи пеленгатора, його якісні характеристики. Показано, що робота пеленгатора може вестися як на парних, так і непарних гармоніках частоти обертання антени. Доведено, що нестабільність фазової характеристики, коефіцієнта посилення лінійного тракту не впливають на результат вимірювань Ключові слова: індекс модуляції, спектральна складова, часова затримка, функція Бесселя, кореляційний детектор
□-----------------------------------□
Проведен анализ одноканального доплеров-ского пеленгатора, раскрыты особенности обработки сигнала, получены основные соотношения, определяющие режим работы пеленгатора, его качественные характеристики. Показано, что работа пеленгатора может вестись как на четных, так и нечетных гармониках частоты вращения антенны. Доказано, что нестабильность фазовой характеристики, коэффициента усиления линейного тракта не влияют на результат измерений
Ключевые слова: индекс модуляции, спектральная составляющая, временная задержка, функция Бесселя, корреляционный детектор ---------------------□ □-----------------------
УДК 62l.396.969.l
ДОПЛЕРОВCKИЙ ПЕЛЕНГАТОР С J-KОРРЕЛЯЦИОННОЙ ОБРАБОТKОЙ
А . Г . C о р о ч а н
Доктор технических наук, доцент, профессор Кафедра радиотехники и технической защиты информации Донецкий национальный технический университет ул. Артема, 58, г. Донецк, Украина, 83001 E-mail: Sorochan_kpm@mail.ru
Д . А . Д о б р я к
Кандидат физико-математических наук, ведущий инженер* E-mail: dima_dba@mail.ru
G . А . Д о б р я к
Кандидат физико-математических наук, инженер*
E-mail: dima_dba@mail.ru *Samsung Ukraine Research & Development Centre
(SURC)
Бизнес центр «101 Tower» ул. Льва Толстого, 57, г. Киев, Украина, 01032
1. Введение
Статья посвящена одной из разновидностей фазового метода пеленгации - доплеровскому методу пеленгации, в котором используется одна ненаправленная антенна, вращающаяся по окружности радиусом г с угловой скоростью О [1 - 4]. На практике вместо вращающейся антенны применяют неподвижные, расположенные по окружности, которые последовательно и поочередно подключаются к входу приемника с частотой О.
2. Анализ литературных данных и постановка задачи исследований
Пеленгатор с одной вращающейся антенной содержит один линейный тракт, что является достоинством этого метода.
Такое решение стало возможным за счет применения более сложного алгоритма обработки сигнала, в сравнении с пеленгатором, основанном на использовании двух ненаправленных антенн, одна из которых неподвижна, другая вращается по окружности относительно неподвижной [1, 5, 6]. Для достижения предельных возможностей в рассматриваемом пеленгаторе, необходимо оптимизировать работу некоторых частей устройства, определяющих режим работы пеленгато-
ра. В известных авторам работах [2 - 4, 7 - 10] этим вопросам не уделено достаточного внимания, или же их решение, например связанное с повышением точности измерения [1, 4, 8] углового положения (за счет увеличения радиуса вращения антенны), является неоправданным.
3. Цель и задачи исследования
Цель работы - дать анализ одноканального допле-ровского метода пеленгации, раскрыть важные особенности его работы, дать рекомендации по выбору режимов работы отдельных устройств пеленгатора, которые позволяют оптимизировать его работу.
4. Исходные данные и структурная схема пеленгатора
Структурная схема, реализующая одноканальный доплеровский метод пеленгации [1, 3, 10], приведена на рис. 1.
На рис. 1: Ан - антенна; ЛТ - линейный тракт приемника; Г - гетеродин; ОГ - опорный генератор; СМ - смеситель; КГ - кварцевый генератор; Л31-Л33 -первая-третья линии задержки; ФОС - формирователь ортогональных сигналов; ПФ1 и ПФ2 - первый и второй полосовые фильтры; Х1 и Х2 - первый и второй
3
©
перемножители; УПФ - узкополосный фильтр; ИФ измеритель фазы.
u2 (t) = kU1 cos wct + p sin (Qt - a0 + a1) + ф0' + ^
Рис. 1. Структурная схема одноканального доплеровского пеленгатора
Полагаем, что объект пеленгации неподвижный, излучает немодулированное гармоническое колебание, которое описывается выражением
ио М= и0с^К-Ъ + Фо),
где ио, w0 и ф0 - амплитуда, несущая частота и начальная фаза сигнала.
5. Основные положения исследований одноканального пеленгатора
5.1. Антенна, вращающаяся в электромагнитном поле
Вращение антенны осуществляется с угловой скоростью О по кругу радиусом г двигателем, входящим в устройство вращения антенны. Частота вращения задается опорным генератором (ОГ) с выходным напряжением
где k - коэффициент, учитывающий непостоянство усилительных свойств ЛТ; wc - несущая частота выходного сигнала ЛТ;
фо'=фо +Фо - РезУльтирующая начальная фаза; aj - фаза модулирующего сигнала, вызванная его задержкой в ЛТ; £ - фаза сигнала, включающая временную задержку сигнала линейным трактом, его нестабильность и начальную фазу гетеродина Г.
5.3. J-корреляционная обработка сигнала Устройство J-корреляционной обработки [11] в своем составе содержит: смеситель СМ, КГ с частотой генерации wr, фильтр ПФ1 со средней частотой (wc - wr) и временной задержкой Тф4, перемножитель Х1, линии задержки ЛЗ2 с временной задержкой т2 и полосовой фильтр ПФ2 с временной задержкой Тф2.
Сигнал u2 (t), прошедший преобразование в смесителе, на выходе фильтра ПФ1, определится в виде
V (* + Тф1) = kU1 C0S [(W - Wr )(* + Тф1 ) +
+в sin [q (t + Тф1) - a0 + «1 ] + ф0' + ^ + Фг .
Вторая часть сигнала u2 (t) задержанная в линии задержки ЛЗ2 на постоянную времени т2, имеет вид
и (Ч)= и cosfQt + ш ),
ог V, / ог \ т ог /
где иог и фог - соответственно, амплитуда и начальная фаза напряжения ОГ.
Фаза фог определяется моментом прохождения антенной северного направления, от которого идет отсчет углового положения цели и ее можно положить фог = 0. На практике вместо вращающейся антенны применяют неподвижные, расположенные по окружности, которые последовательно и поочередно подключаются к входу приемника с частотой О .
Выходное напряжение вращающейся антенны [5]
ul (t) = Ulc
2nr . / ч
w0t +----sin (Qt-a0 ) + ф0 +ф0
X
2 nr
амплитуда сигнала; ----= P
X
где и1
отклонение фазы (девиация); а0 - угловое положение цели; ф0 - начальная фаза сигнала, действующего на выходе антенны; ф0 - начальная фаза, определяемая исходным положением вращающейся антенны.
В сигнале и1 (^ содержится информация об угловом положении цели а0, отсчет которого ведется от выбранного (северного) направления.
5.2. Обработка сигнала линейным трактом
Входной сигнал ЛТ и1 ^) смещается вниз по частоте с помощью гетеродина Г и на выходе ЛТ определяется выражением
u2" (t + т2) = kU1 cos [wc (t + т2) + +P sin [Q(t + t2 )-a0 +a1 ] + ф0' + ^1
Из результата перемножения сигналов u^ (t + Тф4) и u2"(t + т2) полосовым фильтром ПФ2 выделяется сигнал
u3 (t) = 0,5 (kU4 )2 cos [wrt + P' cos (Qt - a0 + 04 + a4) + ф4 ],
где P' = 2p sin ^0,5q(t2 -Тф4)] - вновь сформированный индекс модуляции [5, 11]; 04 = 0,5Q(t2 + Тф4 + 2t^) -сформировавшаяся фаза в модулирующем колебании; ф4 = wcT2 + (w3 - wc) Тф4 - фг + wr Тф2 - фаза высокочастот-
максимальное ного колебания.
Выбором временной задержки т2 обеспечивается снижение индекса модуляции Р сигнала формируемого вращающейся антенной. В сигнале и3 ^) отсутствует фаза ф0/ = ф0 +ф0, отсутствует составляющая ^1, отражающая непостоянство временной задержки ЛТ приемника, несущая частота сигнала wг, ее значение и стабильность определяются параметрами кварцевого генератора.
5.4. Обработка сигнала корреляционным детектором
Спектр сигнала и3 ^) состоит из ряда гармонических составляющих с несущей частотой wг и крат-
Е
ных частоте вращения антенны. В каждой из них содержится информация об угловом положении цели. Для выделения пеленга корреляционным детектором (Х2 и ЛЗЗ) спектральные составляющие напряжения u3 (t) преобразуются в область нижних частот. Полагая временную задержку в ЛЗЗ равной т3, выходной сигнал перемножителя Х2 определится как
u4 (t) = 0,5(kU4 )2 cos [-2Р' sin (0,5Qt3 )x
x sin (Qt -a0 +04 + a4 + 0,5Qt3) + wrT3 ].
Полученное выражение представляет собой сигнал, модулированный по фазе, а выражение 2P' sin (0,5Qt3 ) = P" - преобразованный индекс модуляции. Спектр такого сигнала содержит ряд спектральных составляющих, количество и уровень которых определяется Р".
Одно из назначений линии ЛЗЗ - способствовать формированию спектра на выходе детектора требуемой вида. Так при выполнении равенства wrT3 = mn , где m = 1,2,3,... напряжение u4(t) запишется
и4ч (t) = +0,5 (kU4 )2 cos [Р" sin [Qt - a0 + 04 + a4 + 0,5Qt3 ]],
а его разложение будет иметь вид
u4, (t) = +0,5(kU1)2 [ J0 (P") + 2J2 (P")cosx x2Qt — 2ao + 201 + 2ai + Qt3 ] +
+2J4 (P")cos[4Qt - 4a0 + 401 + 4a1 + 2Qt3 ] +....] .
Энергия в выходом сигнале перемножителя Х2 будет распределена только между четными составляющими спектра.
В таком случае ИФ пеленгатора может работать на одной из четных гармоник частоты модуляции Q . Знак минус указывает на то, что в таком случае фазы всех спектральных составляющих будут иметь дополнительный сдвиг равный п .
При начальной фазе wrT3 = 0,5mn (здесь m = 1, 3, 5,... ), исходное выражение запишется
и4н (t) = ±0,5 (kU4 )2 sin [Р"sin [Qt - a0 + 04 + a4 + 0,5Qt3 ]], а его разложение примет вид u4„ (t) = ±0,5(kU1 )2 [2J4 (Р") cos [Qt - a0 + 01 + a1 + 0,5Qt3 ] + +2J3 (P") cos [3Qt - 3a0 + 301 + 3a1 + 1,5Qt3 ] +
+2J5 (P") cos [5Qt - 5a0 + 501 + 5a1 + 2, 5Qt3 ] +....].
В этом случае энергия сигнала на выходе перемно-жителя Х2 будет распределена только между нечетными составляющими спектра, поэтому ИФ пеленгатора может работать на одной из нечетных гармоник частоты модуляции.
Другое назначение линии ЛЗ3 - способствовать формированию на выходе детектора требуемой гар-
монической составляющей максимального уровня, т.е. выделяемая УПФ гармоническая составляющая должна иметь максимальный уровень. Этим обеспечивается максимальное выходное отношение сигнал/шум. Установление уровня выбранной гармонической составляющей обеспечивается изменением отношения ^ или временной задержкой т3 или же изменением как одного, так и другого параметра. Этим задается необходимый индекс модуляции Р" , которым обеспечивается максимальное значение функции Бесселя ^ (Р").
Эти значения индекса модуляции для разных гармоник будут дискретными, т.е. Р" = Рп, где п = 1,2,3,... - номер выбранной гармоники. Так для первой гармонии максимум достигается при Р" = Р1 = 1,9, для второй - Р2 = 3,1 и т.д.
Максимумы функций Бесселя имеют пологую вершину, поэтому выполнение условия »г»Q позволяет при незначительном уточнением т3 добиться равенства wг т3 = 0,5тп или wг т3 = тп. На этом этапе незначительные изменения т3 не окажут заметного отклонения амплитуды функции Бесселя ^ (Р") от максимального ^ (Рп).
Необходимое значение Рп будет обеспечиваться при временной задержке
2
То =— arcsm 3Q
2Р'.
Из полученного равенства следует необходимое условие Р' = 0,5Pn , что всегда может быть выполнено.
В корреляционном детекторе перемножение сигналов является сверткой спектров этих сигналов. Задержкой сигнала в ЛЗ3 формируется необходимый вид выходного спектра сигнала. Как правило, обрабатываемый сигнал сопровождается шумовым напряжением. Для исключения свертки шумового напряжения необходимо обеспечить статистическую независимость шумовых напряжений перемножаемых сигналов. В противном случае из-за свертки шумов может существенно снизиться чувствительность приемника пеленгатора. Результат свертки спектра шумового напряжения будет зависеть от его ширины спектра и временной задержки в ЛЗ3. Поскольку временную задержку т3 изменять нельзя, т.к. она обеспечивает максимальный уровень требуемой гармоники, то остается оперировать шумовым процессом, свойства которого определяются полосой пропускания фильтра ПФ2. Характеристикой шумового процесса, определяющей результат свертки, является интервал корреляции тк . Интервал корреляции шумового процесса зависит от полосы пропускания фильтра ПФ2, которая обычно выбирается равной ширине спектра выделяемого сигнала.
Поэтому для исключения свертки спектра шумового напряжения должно выполняться неравенство тк < т3 . Так как т3 = const и определено режимом работы устройства, то выполнение указанного неравенства можно обеспечить расширением полосы пропускания фильтра ПФ2.
5.5. Определение углового положения цели
Выделенная фильтром УПФ рабочая гармоника, с учетом временной задержки Тф в фильтре, запишется
3
ucn (t)=±(kU1)2Jn (pn )x
x cos [n (Qt - a0 + 01 + a1 + 0,5Qt3 + ОТф )].
Выбор рабочей гармонической составляющей выше первого порядка определяется, как указывается в [1, 6, 10], требуемой точностью измерений.
Как известно, точность измерения любого измерителя определяется крутизной его характеристики в точке измерения.
Для фазового детектора (ИФ) крутизна определяется значением частоты сигнала, действующего на его входе. Однако, выбор рабочей гармоническую составляющую с частотой nQ при n > 2 приводит к неоднозначности измерений углового положения цели [1, 6].
Поэтому при однозначном измерении выходное напряжение УПФ определится, положив n = 1, равенством
uc1 (t) =(kU4 )2 J1 (Р4 )cos [Qt - a0 + 01 + a4 + 0,5Qt3 + ОТф ].
Амплитуда сигнала uc1 (t) зависит от ряда причин, например, от дальности положения цели, следовательно, ее уровень может изменяться в широких пределах. Измерение углового положения цели фазовым методом изменение амплитуды сигнала ведет к ошибке измерений. Для устранения этого в системах вводят ограничители или автоматическую регулировку усиления.
Однако наиболее эффективным способом будет использование ортогональной системы сигналов, представляющих собой пару тригонометрических функций cos (Qt), sin (Qt). Для формирования такой пары колебание ОГ подается в устройство формирования ортогональных сигналов ФОС.
В выходном сигнале uc1 (t) существует постоянный фазовый сдвиг 04 + a4 + 0,5Qx3 +ОТф , который приведет к отклонению результата измерений от действительного значения. Для устранения этого фазового сдвига на выходе ОГ включена линия ЛЗ1 с задержкой на
0, +а, + 0,5Qt3 + Qt— „ постоянную времени х4 = — 1---------3-—. Тогда
выходные колебания ФОС запишутся как
U01 (t) = U 0 cos [Q(t + Т1)] ; u02 (t) = U0 sin [Q(t + Т1)].
Кроме этого, для отсчета углового положения цели ортогональную систему сигналов необходимо совместить с пространственной координатной системой на плоскости, т.е. совместить начала отсчетов угла в этих системах.
В ИФ вычисляются проекции координат входного сигнала uc1 (t) на координатные оси, в качестве которых выступает ортогональная пара колебаний u01 (t) и u02 (t). Поскольку уровень ортогональных составляющих U0 »(kU1) J1 (P1), то проекции сигнала uc1 (t) определятся равенствами
ux = (kUl)2ji(Pi)cosK]; uy = (kUl)2ji(Pi)sin[«o].
Отсюда угловое положение цели определится как
«o = arctg .
При необходимости повышения точности измерения пеленга в [1, 6] рекомендуется работать на более высокой гармонике nQ частоты вращения антенны. В этом случае необходимо учитывать увеличение фазового сдвига в число раз соответствующее номеру гармоники n , что повлияет на выбор значений временных задержек в ЛЗ1 т1 и ЛЗЗ т3.
6. Выводы
В работе проведен анализ одноканального допле-ровского пеленгатора, на основании которого уточнено выражение, описывающее выходное напряжение устройства, содержащее информацию об угловом положении цели а0. Показано, что выделение углового положения цели а0 может производиться как на нечетных, так и четных гармониках частоты вращения антенны. Вид спектра выходного сигнала определяется значением фазового сдвига — %3. Уровень рабочей гармоники измерителя фазы задается отношением и значениями задержки т3 в линиях задержки
ЛЗЗ. Доказано, что нестабильность фазовой характеристики линейного тракта не влияет на результат измерений. Показано, что нестабильность коэффициента усиления линейного тракта на результат измерений можно устранить использованием ортогональной системы сигналов.
Литература
1. Астафьев, Г. Л. Радиотехнические средства навигации летательных аппаратов [Текст] / Г. Л. Астафьев, В. С. Шебшаевич, Ю. А. Юрков. - М.: Советское радио, 1962. - 952с.
2. Афанасьев, О. В. Вычислительный алгоритм фазового пеленгатора с кольцевой антенной решеткой без центрального антенного элемента [Текст] / О. В. Афанасьев, А. Д. Виноградов, И. С. Дмитриев // Антенны, выпуск 5 (168), 2011 С. 30-36.
3. Harter, Nathan M. Development of a Single-Channel Direction Finding Algorithm [Текст] / Nathan M. Harter // M.S. Thesis, Virginia Polytechnic Institute and State University, Blacksburg, VA, April, 2007.
4. Herter, N. Analysis and implementation of a novel single-channel direction finding algorithm [Текст] / N. Herter, J. J. Keaveny,
S. Venkatesh, R. M. Buchree // Proc. of 2005 IEEE Wireless Communication and Networking Conference, vol.4, pp.2530-2533, March 2005.
t
5. Сорочан, А. Г. Двухканальный доплеровский пеленгатор [Текст] / А. Г. Сорочан, Д. А. Добряк, О. А. Добряк // Восточно-Европейский журнал. - 2013. - №2/9 (62) - С. 34-38.
6. Кукес, И. С. Основы радиопеленгации / И. С. Кукес, М. Е. Старик. - М.: Советское радио, 1964. - 640с.
7. Harter N. Analysis and Implementation of a Novel Single-Channel Direction Finding Algorithm [Текст] / N. Harter, J.J. Keaveny,
S. Venkatesh, R.M. Buehrer // DRS Signal Solution Technical Symposium, May 2005.
8. Peavey D. The Signal Channel Interferometer Using a Pseudo-Doppler Direction Finding System [Текст] / D. Peavey, T. Ogunfunmi // Proc. of 1997 IEEE Conference on Acoustics, Speech, and Signal Processing, Vol. 5, pp 4129-4132, April 1997.
9. RF Products, Web Note WN-004 A Comparison of the Watson-Watt and Pseudo-Doppler DF Techniques.
10. Novak, A. Radio direction finding in air traffic services [Текст] / A. Novak // Promet-Traffic-Traffico, Vol. 17, 2005, No.5,
273-276.
11. Сорочан, А. Г. J-корреляционный метод пеленгации [Текст] / А. Г. Сорочан // Изв. вузов Радиоэлектроника. - 2001. -№11. - С. 57-65.
-------------------□ □------------------------
У статті проведено математичне моделювання та експериментальні дослідження двох конструкцій “дванадцятиполюсного” хрестоподібного перетворювача аналізатора комплексного коефіцієнта відбиття. Математична модель для першої конструкції відображає дисперсію двох вхідних хвиль перетворювача на чотирьохплечей неоднорідності хрестоподібного дільника потужності, для другої - їх векторне складання
Ключові слова: векторний аналізатор кіл, чотирьохплеча неоднорідність, коефіцієнт відбиття
□----------------------------------□
В статье проведено математическое моделирование и экспериментальные исследования двух конструкций “двенадцатиполюсного” крестообразного преобразователя анализатора комплексного коэффициента отражения. Математическая модель для первой конструкции преобразователя соответствует дисперсии двух входных волн преобразователя на четырехплечей неоднородности крестообразного делителя мощности, для второй конструкции - их векторному суммированию
Ключевые слова: векторный анализатор цепей, четырехплечая неоднородность, коэффициент отражения -------------------□ □------------------------
УДК 621.396.96
КРЕСТООБРАЗНЫЙ
РАССЕИВАТЕЛЬ-
СУММАТОР
ШЕСТИПЛЕЧЕГО
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ
ВЕКТОРНОГО
АНАЛИЗАТОРА
ЦЕПЕЙ
В. А. Карлов
Кандидат технических наук, доцент Кафедра прикладной и компьютерной радиофизики Днепропетровский национальный университет
им. Олеся Гончара пр. Гагарина 72, г. Днепропетровск, Украина, 49010 Е-mail: cdep@mail.dsu.dp.ua/www.dsu.dp.ua
1. Введение
Основные успехи в области СВЧ измерений связаны с использованием микропроцессоров и ЭВМ в составе радиоизмерительного комплекса не только для обработки полученных результатов, но и для управления процессом измерения. Сформировался и находится на стадии исследования новый класс приборов -векторные анализаторы цепей (ВАЦ), предназначенные для измерения комплексного отношения СВЧ волн в широкой полосе частот [1].
Основные трудности при реализации известных подходов построения на прямоугольных волноводах ВАЦ в миллиметровых диапазонах связаны с изготовлением СВЧ измерительных преобразователей (ИП), геометрические размеры и соответствующие допуски на конструкцию которых уменьшаются на порядок, по сравнению с сантиметровыми диапазонами. Из-за погрешностей изготовления конструкций ИП математическая модель измерителя становится менее совершенной. Поэтому для обеспечения заданных погрешностей требуются более сложные методики
