CC BY
55
АВТОМАТИЧЕСКАЯ КОМПЕНСАЦИЯ ПОМЕХ В ДВУХКОЛЬЦЕВЫХ СИНТЕЗАТОРАХ ЧАСТОТ С УГЛОВОЙ
МОДУЛЯЦИЕЙ
AUTOMATIC COMPENSATION OF INTERFERENCES IN TWO-CIRCULAR FREQUENCY SYNTHESIZERS WITH ANGULAR
MODULATION
Рассмотрен метод автоматической компенсации помех в двухкольцевых синтезаторах частот с угловой модуляцией. Составлены эквивалентные операторные схемы синтезатора, определены передаточные функции и проведен анализ амплитудно-частотных характеристик синтезатора в зависимости от параметров фильтров в цепях управления.
The method of automatic compensation of interferences in two-circular frequency synthesizers with angular modulation is considered. Equivalent operational schemes of a synthesizer are made, transmission functions are defined, and the analysis of amplitude-frequency characteristics synthesizer is conducted depending on the parameters of filters in control circuits.
Исследование реакции предложенных схем синтезаторов [1—3] на паразитное приращение фазы опорного колебания необходимо по двум причинам. Во-первых, необходима проверка стабилизирующих свойств синтезаторов при включении в них цепи автокомпенсации частотных искажений, во-вторых, представляет интерес вопрос о том, каким образом использование цепи автокомпенсации влияет на передаточную функцию (ПФ) синтезатора, являющуюся следствием действия дестабилизирующих факторов на опорное колебание.
Следует отметить, что в связи с тем, что цепь автокомпенсации используется только в первом кольце импульсно- фазовой автоподстройки частоты ИФАПЧ1, исследование этой реакции можно провести только для первого кольца ИФАПЧ1, при этом сравнение реакции на паразитное приращение фазы опорного колебания следует провести для первого кольца ИФАПЧ1 схемы синтезатора с модуляцией по методу частотной модуляции ЧМ1, а также для первого кольца ИФАПЧ1 схемы синтезатора с модуляцией по методу ЧМ1АК.
Для нахождения передаточных функций систем ИФАПЧ1 первой и второй схем преобразуем их к виду, когда паразитное приращение фазы опорного колебания проходит на выход генератора, управляемого напряжением ГУН1 по прямому каналу, при этом в преобразованных структурных схемах не будем учитывать цепи полезной модуляции в силу линейности систем.
На рис. 1 изображена структурная схема ИФАПЧ1 первого синтезатора с модуляцией по методу ЧМ1, а на рис. 2 — структурная схема ИФАПЧ1 второго синтезатора с модуляцией по методу ЧМ1АК, в которых паразитные приращения фазы опорного колебания проходят на выход ГУН1.
Для определения передаточных функций колец ИФАПЧ1, изображенных на рис. 1 и 2, составим их эквивалентные операторные схемы, причем под передаточными функциями будем понимать отношение операторного изображения паразитной девиации фазы выходного колебания Аф1(р) ГУН1 к операторному изображению паразитной девиации фазы опорного колебания Афо(р) при нулевых начальных условиях, т.е. при условии, что кольцо ИФАПЧ1 обоих синтезаторов находится в режиме синхронизма и отсутствует полезное модулирующее воздействие.
Рис. 1. Структурная схема ИФАПЧ1 синтезатора с модуляцией по методу ЧМ1, в котором паразитное приращение фазы опорного колебания проходит на выход ГУН1
Рис. 2. Структурная схема ИФАПЧ1 синтезатора с модуляцией по методу ЧМ1АК, в котором паразитное приращение фазы опорного колебания проходит на выход ГУН1
При составлении эквивалентных операторных схем примем коэффициент усиления УУ1 К1 = 1, а также примем, что коэффициент деления ПД Яп равен единице. С учетом этого эквивалентные операторные схемы колец ИФАПЧ1 синтезаторов с модуляцией по методу ЧМ1 и по методу ЧМ1АК, отражающие зависимость Дф1(р) от Дфо(р), будут иметь вид, изображенный, соответственно, на рис. 3 и 4.
Рис. 3. Эквивалентная операторная схема кольца ИФАПЧ1 синтезатора с модуляцией по методу ЧМ1, отражающая зависимость Дф1(р) от Дфо(р)
Рис. 4. Эквивалентная операторная схема кольца ИФАПЧ1 синтезатора с модуляцией по методу ЧМ1АК, отражающая зависимость Дф1(р) от Дф0(р)
В соответствии с рис. 3 нормированная на N1 / Я передаточная функция кольца ИФАПЧ1 первого синтезатора
ш» г„\ — ЬЫр1 — 1 т
WЧМ 1(р) А Ґ \— РТ ■ (1)
1 А^о(р) 1 + рТ1
^1( р)
При использовании в качестве ФНЧ1 интегрирующего фильтра выражение (1) можно переписать в виде
1
WЧМ 1( Р ) — ■
2 ". (2)
1 + рТ\ + р тхтН1
Эквивалентную операторную схему на рис. 4 с помощью метода преобразования эквивалентных схем можно преобразовать к виду, изображенному на рис. 5, на которой передаточная функция автокомпенсатора
1
*АК (Р) —
где Нр1 — К • Яд1
1 + N р Р1(Р) 1
К
(3)
Рис. 5. Преобразованная эквивалентная операторная схема, изображенная на рис. 4
В этом случае нормированная на Ni / Ri передаточная функция кольца ИФАПЧ1 второго синтезатора
wн Dji( Р) -___________1__________ (А\
W4M1АК(р) - A т (p) - „Т г (4)
Ajo(P) 1 + NpFi(P)]
При использовании в качестве ФНЧ1, как и в предыдущем случае, интегрирующего фильтра выражение (4) можно переписать в виде
W4M1АК(Р) - . + Т (1 + дг ) + 2ТТ ' ^
1 + РТ1(1 + Np ) + Р Т1Тн
Сравнение (2) и (5) с выражениями для ранее полученных передаточных модуляционных функций (ПМФ) показывает, что их характеристические уравнения совпадают, следовательно, системы устойчивы как в режиме угловой модуляции, так и в режиме компенсации помех.
Кроме того, из сравнения (5) с (2) видно, что для анализа частотных характеристик колец ИФАПЧ1 обоих синтезаторов можно пользоваться выражением (5), полагая, что для синтезатора с модуляцией по методу ЧМ1 Np = 0. В связи с этим в дальнейшем для сокращения записи введем для обоих синтезаторов обозначение передаточных функций первых колец ИФАПЧ1 W^).
Для анализа АЧХ колец ИФАПЧ1 обоих синтезаторов, которые характеризуют реакцию предложенных схем синтезаторов на паразитные приращения фазы опорного колебания, заменим в (5) p на jQ и получим КЧХ колец ИФАПЧ1
W н (/О) -----2------- -----------. (6)
1-О Т1Тн1 + ,/ОТ1(1 + Nр)
Разделяя КЧХ (6) на действительную и мнимую составляющие и находя модуль (6), получим выражение для АЧХ колец ИФАПЧ1
АН (О) = I , / (7)
т/(1 -О 2Т1Тн1)2 + [ОТ1(1 + N р )]2
При расчете АЧХ используем те же значения параметров колец ИФАПЧ1, что и при расчете АЧМХ, при этом расчет АЧХ проведем с использованием программы Math CAD 7.0 по формуле
А» (^) — 1 . (8)
^/[1 - (2Р )2 Т^]2 + [2РТ1(1 + Кр )]2
—3 —з
На рис. 6 приведены АЧХ при Тн1 = 1640 с, а на рис. 7 — при Тн1 = 8-10 с, при этом на обоих рисунках приведены графики, рассчитанные при Т1 = 5• 10-3 с. Кроме того, на обоих рисунках сплошные линии соответствуют N = 0, точечные — N = 10, пунктирные —N = 100.
Рис. 6. Нормированные АЧХ первого кольца ИФАПЧ1 при
_3
Тн1= 16^10 с для различных значений N
Б
Рис. 7. Нормированные АЧХ первого кольца ИФАПЧ1
_3
при Тн1= 840 с для различных значений N
Из сравнения графиков видно, что введение дополнительной цепи автокомпенсации частотных искажений закона модуляции приводит к сужению полосы пропускания эквивалентного ФНЧ, каковым являются кольца ИФАПЧ1 обоих синтезаторов для паразитных отклонений фазы опорного колебания вследствие влияния различных дестабилизирующих факторов.
Кроме того, анализ этих рисунков показывает, что при использовании цепи автокомпенсации полоса пропускания эквивалентного ФНЧ не зависит от полосы пропускания ФНЧ1 в цепи управления, а определяется только значением коэффициента регулировки Кр. Это благоприятно сказывается на спектральной чистоте выходного сигнала синтезатора, так как при этом уменьшается ПФМ.
ЛИТЕРАТУРА
1. Патент на ПМ № 62310 РФ, Н03С 3/10, Н03Ь 7/18. Цифровой синтезатор частот с частотной модуляцией / С.Л. Анисимов, Е.А. Печенин, П.А.Попов.— №2006143175/22; Заявл. 07.12.2006; Опубл. 27.03.2007. Бюл. № 9.
2. Анисимов С.Л. Тандемные цифровые синтезаторы частот с дробно-кратным делителем частоты второго кольца / С.Л. Анисимов // Актуальные вопросы эксплуатации систем охраны и защищенных телекоммуникационных систем: сборник материалов Всероссийской научно-практической конференции.— Воронеж: Воронежский институт МВД России, 2007.— С. 8—9.
3. Анисимов С.Л. Построение двухкольцевых частотно-модулированных синтезаторов частот на современной цифровой элементной базе / С.Л. Анисимов, П. А. Попов // Вестник Воронежского института МВД России.— 2007. — №1.— С. 174—177.
