Компенсация паразитной частотной модуляции в двухкольцевых частотно-модулированных синтезаторах частот с частотой сравнения импульсного частотно-фазового детектора первого кольца Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

Д. А. Жайворонок,

кандидат технических наук, доцент

О.С. Сластникова,

КМ УВД по Хант ы-Мансийскому АО — Югре

О.В. Четкин,

кандидат технических

наук, ВПО ФСИН России

КОМПЕНСАЦИЯ ПАРАЗИТНОЙ ЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИИ В ДВУХКОЛЬЦЕВЫХ ЧАСТОТНО-МОДУЛИРОВАННЫХ СИНТЕЗАТОРАХ ЧАСТОТ С ЧАСТОТОЙ СРАВНЕНИЯ ИМПУЛЬСНОГО ЧАСТОТНО-ФАЗОВОГО ДЕТЕКТОРА

ПЕРВОГО КОЛЬЦА

COMPENSATION OF THE PARASITIC FREQUENCY MODULATION IN TWO-RING FREQUENCY-MODULATED SYNTHESIZER OF FREQUENCIES WITH FREQUENCY OF THE COMPARISON PULSED FREQUENCY-PHASE DETECTOR OF THE FIRST RING

Рассмотрен метод компенсации паразитной частотной модуляции в тандемном синтезаторе частот с двухточечной угловой модуляцией и дополнительным каналом авторегулирования. Описана структурная схема синтезатора, получены помехо-вые передаточные модуляционные функции и проведен анализ помеховых амплитудночастотных характеристик в зависимости от параметров узлов синтезатора.

The method of compensation of parasitic frequency modulation in a tandem synthesizer of frequencies with the point-to-point angular modulation of the additional channel of autoregulation is considered. The synthesizer block diagram is described, transfer noise modulation functions are received and noise frequency-amplitude functions analysis depending on parameters of a synthesizer node is carried out.

Известно, что наилучшие результаты с точки зрения получения равномерной амплитудно-частотной модуляционной характеристики (АЧМХ) при высоком быстродействии имеют двухкольцевые синтезаторы частот с двухточечной угловой модуляцией методом ЧМ12 [1], при этом двухточечную модуляцию целесообразно осуществлять в кольце ИФАПЧ1, потому что в этом случае сигнал с фиксированной частотой f1 на выходе кольца ИФАПЧ1 будет являться опорным ЧМ-сигналом для кольца ИФАПЧ2 и это кольцо будет работать с частотно-модулированным опорным колебанием при модуляции методом ЧМ2.

Структурная схема тандемного частотно-модулированного цифрового синтезатора частот (ЧМЦСЧ), в котором модуляция осуществляется методом ЧМ12 в кольце ИФАПЧ1 и методом ЧМ2 в кольце ИФАПЧ2, изображена на рис. 1.

ОГ

IX

ДЧ

І

ИНТ 1

ФНЧ1

ИФМ

► ДФКД1

АТ

ИЧФД1

« ДПКД1

ИМС

УГ1

РАТ

БУЧ

ДФКД2

ИЧФД 2

-т'

ЦАП

4/2(/)

\Л

УГ2

ФНЧ2

Рис. 1. Структурная схема тандемного ЧМЦСЧ с частотной модуляцией первого кольца ИФАПЧ1 методом ЧМ12 и второго кольца ИФАПЧ2 методом ЧМ2

На этом рисунке приняты следующие обозначения: УГ1, УГ2 — управляемые генераторы; ФНЧ1, ФНЧ2 — фильтры нижних частот; ОГ — опорный кварцевый генератор; ДЧ — дополнительный делитель частоты с фиксированным коэффициентом деления; РАТ

— регулируемый аттенюатор; БУЧ — блок установки частоты; ЦАП — цифро-аналоговый преобразователь; ДФКД1, ДФКД2 — делители частоты с фиксированным коэффициентом деления; ДПКД1 — делитель частоты с переменным коэффициентом деления; ДДПКД2 — дробный делитель частоты с переменным коэффициентом деления; АТ — аттенюатор; ИМС — источник модулирующего сигнала; ИЧФД1, ИЧФД2 — импульсные частотнофазовые детекторы; ИНТ1 — интегратор; ИФМ — импульсно-фазовый модулятор.

Подчеркнём, что в схеме, изображённой на рис. 1, ДЧ служит для того, чтобы обеспечить линейный режим модуляции ИФМ. В общем случае, в зависимости от соотношений выходных частот УГ1 и ОГ, он может отсутствовать.

В этом синтезаторе имеются помеховые напряжения на выходе ИЧФД1 с частотами, кратными частоте сравнения. Эти напряжения, пройдя через петлевые ФНЧ в цепях управления, производят ПЧМ УГ1 и УГ2 по их управляющим входам.

Необходимо отметить, что при узкополосной полезной частотной модуляции, а также при узкополосной ПЧМ дальнейший анализ режима двухточечной угловой модуляции в тандемных синтезаторах частот, а также анализ реакций синтезаторов на помеховые сигналы можно проводить отдельно с использованием принципа наложения (суперпозиции).

Как показывают исследования, разрешение противоречий высокого быстродействия ЧМЦСЧ и малого уровня ПЧМ с частотами, кратными частоте сравнения ИЧФД1 первого кольца ИФАПЧ1, можно осуществить с помощью принципа автокомпенсации возмущений, описанного применительно к системам фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) в [2] с дополнительным каналом авторегулирования фазы.

При этом дополнительный канал авторегулирования фазы не оказывает никакого влияния на процессы, протекающие в кольце ФАПЧ, но позволяет значительно улучшить фильтрацию помех на выходе устройства. Структурная схема, позволяющая осуществить указанную идею, изображена на рис. 2.

Рис. 2. Структурная схема канала автокомпенсации возмущений

Как видно, система состоит из обычной системы ФАПЧ, в которую входят фазовый детектор (ФД), фильтр нижних частот (ФНЧ), управляемый элемент (УЭ), управляемый генератор (УГ), а также дополнительный канал авторегулирования фазы выходного сигнала и содержащий корректирующий четырехполюсник, т.е. интегратор (ИНТ), усилитель постоянного тока (УПТ) и фазовый модулятор (ФМ).

Если ФАПЧ находится в состоянии синхронизма, а опорный сигнал модулирован помеховым напряжением, то на входе УЭ появится некоторое переменное напряжение иУЭ (г). Это напряжение вызовет ПЧМ УГ. Считая, что характеристика УЭ линейная, можно найти закон отклонения частоты УГ:

А&уг () — Буэ ■ иУЭ (). (1)

Автокомпенсация ПЧМ осуществляется следующим образом. Мгновенное напряжение УГ, имеющее девиацию частоты Аау,г (г), примет вид

1УГ

(г) — иуГ СОБ

I

соОП г +1А тУГ (г) Ж + ф

(2)

( + |

0

Интеграл в выражении (2) представляет собой закон отклонения фазы колебаний УГ, вызванного паразитным модулирующим напряжением.

Заменяя в (2) АйуГ (г) ее значением из (1), находим, что

I

фОА () — БОТ I иоУ . (3 )

0

Таким образом, если ввести в (2) фазовый сдвиг фУГ (г) с обратным знаком, то можно осуществить автокомпенсацию ПЧМ.

Для полной компенсации ПЧМ необходимо использовать идеальный интегратор. Однако при этом в дополнительном канале автокомпенсация действия любого напряжения, в том числе и полезного напряжения подстройки, присутствующего на входе УЭ, на фазу и частоту выходного напряжения УГ будет настолько полной, что потеряется полезный эффект подстройки системы ФАПЧ.

В этом случае частота напряжения выходного сигнала УГ окажется равной его частоте при разомкнутой системе ФАПЧ. Поэтому для нормальной работы устройства необходимо, чтобы интегрирование осуществлялось только для переменных составляющих напряжения. Практически это достигается включением на входе УПТ фильтра верхних частот (ФВЧ).

При помощи УПТ можно регулировать общий коэффициент усиления в дополнительном канале авторегулирования фазы с тем, чтобы получить общий коэффициент регулировки, равный единице.

Учитывая вышесказанное, а также то, что управляющее напряжение должно быть инвертированным, структурную схему автокомпенсации возмущений (рис. 2) можно представить в виде схемы, показанной на рис. 3.

ВХОД

ФД

ФМ

УГ

ФНЧ

УЭ

ВЫХОД

УПТ

1

ИНТ ФВЧ -► ИНВ

Рис. 3. Структурная схема канала автокомпенсации возмущений с последовательно включёнными интегратором, ФВЧ и инвертором

При использовании дополнительного канала авторегулирования фазы с регулировкой по возмущению для ослабления ПЧМ с частотами, кратными частоте сравнения ИЧФД1 первого кольца ИФАПЧ1 /СР1, достаточно просто выполнить ФМ, работающий на фиксированной частоте.

На рис. 4 представлена структурная схема тандемного синтезатора с двухточечной частотной модуляцией первого кольца ИФАПЧ1 методом ЧМ12 и частотной модуляцией второго кольца ИФАПЧ2 методом ЧМ2, причем на этой схеме изображён дополнительный канал автокомпенсации ПЧМ первого кольца ИФАПЧ1 с частотами, кратными частоте сравнения ИЧФД1.

ОГ

ИНТ 2

ИНВ

ИМС

ДЧ

ФНЧ

ИНТ1 * і к АТ +_

і

ИФ ► ДФКД ► ИЧФД «І ДПКД1

УП

ФМ

УГ

иМ ({ )

РАТ

4/1(0 —и

ДФКД

БУ ч ЦАП

У

N /

ИЧФД

4/2(*)

-I ДДПКД

УГ

ІІ

ФНЧ

Рис. 4. Структурная схема тандемного ЧМЦСЧ с частотной модуляцией методом ЧМ12 и автокомпенсацией ПЧМ с частотами, кратными частоте сравнения ИЧФД1 При частотной модуляции УГ1 полезным модулирующим сигналом иМ(г) с выхода ИМС на выходе ДПКД1 будут иметь место короткие импульсы, которые промо-дулированы по фазе в соответствии с интегралом иМ (г) .

В опорном канале кольца ИФАПЧ1 частотная модуляция в ИФМ осуществляется косвенным методом, поэтому в ней введён ИНТ1.

Кроме того, девиация частоты сигнала на выходе ИФМ должна быть в — раз

К1

меньше, чем на выходе УГ1. Это уменьшение девиации частоты достигается с помощью аттенюатора АТ с коэффициентом передачи кАТ при заданной крутизне модуляционной характеристики ИФМ 8ИМ . В этом случае на выходе ИЧФД1 отсутствует напряжение модуляции.

Процесс компенсации ПЧМ, вызванной помеховым напряжением с частотами, кратными частоте сравнения ИЧФД1, для схем на рис. 4 может быть исследован с использованием структурной схемы, изображённой на рис. 5.

Рис. 5. Структурная схема тандемного синтезатора частот с двухточечной модуляцией ЧМ12, позволяющая исследовать режим компенсации ПЧМ, вызванной действием

помехового напряжения и ~ (ї)

Это можно сделать по той причине, что помеховое напряжение и ~ (ї) имеет

частоты вне полосы синхронизации, поэтому опорной частотой в этом случае является частота УГ1, когерентная с частотой ОГ, а сам УГ1 подвержен помеховой модуляции напряжением и ї (ї) как отдельный опорный генератор.

Проведем исследование режима компенсации помех в виде ПЧМ на выходе синтезатора при воздействии и ї (ї) т.е. определим, как дополнительный канал автокомпенсации возмущений влияет на уровень ПЧМ выходного сигнала синтезатора.

Для нахождения помеховой передаточной модуляционной функции (ППМФ), отражающей реакцию синтезатора на воздействие помехового напряжения и ї (ї), составим эквивалентную операторную схему (рис. 6).

Рис. 6. Эквивалентная схема тандемного синтезатора частот, отражающая режим воздействия и ї (ї) на канал управления

На основании эквивалентной схемы ППМФ этого синтезатора частот равна

Ж, (р) = Ж, п(р) Ш, 1,(р) = В/ ^ . (4)

где Ж (Р) = ^п 1 (Р* ■ Ж (Р =^-02^Р1 (5)

где № п11< Р) и п(р)’ ш п12< Р) м п ,(Р). (5)

причём Ж, п(р) и Ж, 12(р) — ППМФ соответственно первого и второго колец ИФАПЧ, включённых последовательно в схеме на рис. 5.

Ж (р) = (5 ууг1 • --к -8 ФМ• -рТв--------—)• =

п11 УУГ1 р ФМ 1 + р-Тп-Ти 2ж

в И (6)

Р*Тв 1

1 + Р*Тв 2р*Ти

УУГ1 ФМ

1 + Р * I 2Р .

В И

где £ УУГ1 — крутизна характеристики управления УГ1 по управляющему входу; К —

коэффициент усиления УПТ; £ФМ — крутизна модуляционной характеристики ФМ;

Т И — постоянная времени интегратора; Т В — постоянная времени ФВЧ.

Выражение для ППМФ второго кольца ИФАПЧ2 после преобразований будет иметь вид

N.

Н _

К П12 (Р) =-------/~'21 , (7)

1 + Р*Т 2------

РИ 2 (Р)

N

где Т2 =---------2----- — постоянная времени кольца ИФАПЧ2.

2р* £Д 2 * £УУГ 2

Перемножив (6) с (7), использовав в качестве ФНЧ2 интегрирующий фильтр с передаточной функцией ¥ н 2(р) = --—— и пронормировав полученное выражение

1 + р-Т

н2

N.

на £ УУГ1-- , получим нормированную ППМФ тандемного ЧМЦСЧ по схеме рис. 5.

К „

н £

W П (р) = (1 -к—^

рт

1

£ ууг і 1 + рТ

ТИ

1

(8)

1 + Р-Т 2 + р •Т 2 -т Я2

Введём коэффициент регулирования цепи автокомпенсации Кв = к- ^---------1—.

" Те

В этом случае выражение (8) можно записать в виде

I дб ■ 1

Ж, (р) = (1 - N.------^_)------------------------2-.

1 + дб А 1 + р Т 2 + р Т 2 ТI 2

Из выражения (9) следует, что при отсутствии цепи автокомпенсации, т.е. при Кр=о,

(9)

Ж} (р) =-

1

1 + р Т2 + р Т- ' Т! -

(10)

следовательно, ПЧМ синтезатора с частотами, попадающими в полосу пропускания ФНЧ2, не ослабляются.

Заменяя в (9) р на у'О с учётом 0 = 2ж- ¥ и находя модули этих выражений, получим выражения для нормированной помеховой амплитудно-частотной характеристики (ПАЧХ)

( ¥) =

1 - N

2 2 2 4р ¥ Т

____________________в

Р 2 2 2

1 + 4р - ¥ -Тп

(11)

2 2 2 2 2 2 (1 - 4р ¥ т ?ТН7) + 4р ¥ т2

Н

Рассчитаем АП (¥) при фиксированных значениях 02 = 2- 10 п,

-3

6а = 0,1610 п, б12 = 0,1610~п, для различных значений N. . График А (¥) при N р = 0 изображён на рис.7,а, при N р = 0.8 — на рис. 7,б, при N р = 1.3 — на рис. 7,в и при N р = 1 — на рис. 7, г.

)

2

1

1.5

АН (¥)

0.5

1.5

АН (¥)

0.5

3 4 5

1 10 100 1 10 1 10 1 10

¥,Гц

а

1 10

■\ \

\ \ .

3 4 5

100 1 103 1 104 1 105

¥, Гц

б

’\

¥, Гц в

¥, Гц

0

3 4 5

10 100 1 103 1 104 1 105

1

г

Рис. 7. Помеховые амплитудно-частотные характеристики при различных значениях коэффициента регулирования

Из графиков на рис. 7 видно, что дополнительный канал автокомпенсации по возмущению представляет собой ФНЧ для помехового напряжения, которое воздействует на канал управления с частотами, кратными частоте сравнения ИЧФД1. При N Р = 1 можно добиться существенного ослабления влияния помехового напряжения на

спектр выходного сигнал тандемного ЧМЦСЧ, использующего метод ЧМ12.

Таким образом, предложенные в работе структурные схемы синтезаторов для компенсации частотных искажений и ПЧМ позволяют осуществить разрешение противоречий высокого быстродействия ЧМЦСЧ и малого уровня ПЧМ с частотами, кратными частоте сравнения ИЧФД1 первого кольца ИФАПЧ1, с помощью принципа автокомпенсации возмущений, при этом дополнительный канал авторегулирования фазы не оказывает никакого влияния на процессы, протекающие в кольце ФАПЧ, но дает возможность значительно улучшить фильтрацию помех на выходе устройства.

ЛИТЕРАТУРА

1. Четкин О.В., Хохлов Н.С. Частотные характеристики тандемных цифровых синтезаторов частот с угловой модуляцией управляемого и опорного генераторов // Вестник Воронежского государственного технического университета. — 2009. — Том5.

— №4. — С. 72—75.

2. Шахгильдян В.В., Ляховкин А.А. Системы фазовой автоподстройки частоты.

— М.: Связь, 1972. — 448с.