CC BY
16
ИЗВЕСТИЯ
ТОМСКОГО ОРДЕНА ОКТЯБРЬСКОЙ РЕВОЛЮЦИИ И ОРДЕНА ТРУДОВОГО КРАСНОГО ЗНАМЕНИ ПОЛИТЕХНИЧЕСКОГО ИНСТИТУТА имени С. М. КИРОВА
Том 270
1973
АМПЛИТУДНО-СТАБИЛЬНЫЙ ГЕНЕРАТОР СИНУСОИДАЛЬНОГО НАПРЯЖЕНИЯ
М. С. РОИТМАН, Ю. К. РЫБИН, В. И. ЧУФИСТОВ
(Представлена научным семинаром кафедры радиотехники)
Построение генераторов на базе высокоселективной избирательной системы и безынерционного нелинейного элемента позволяет подойти к разрешению противоречия между требованиями малости уровня нелинейных искажений и стабильностью амплитуды автоколебаний [1].
Основная трудность при реализации такого генератора состоит в создании селективной избирательной системы с малым уровнем вносимых нелинейных искажений и значительным коэффициентом подавления (более 1 ООО) на частотах высших гармонических составляющих.
Один из вариантов усилителя, удовлетворяющего поставленным требованиям, представлен на рис. 1. Основным отличием его от усилителя с отрицательной обратной
связью (ООС) через режекторный ^ |-_
фильтр является наличие дополнитель- П ^ ) |
ного пути прохождения сигнала на выход. В этой схеме сигнал с выхода ре-жекторного фильтра поступает как обычно по цепи ООС на вход усилителя и одновременно на выходной вычи- Рис. I тающий сумматор. Здесь имеется возможность повысить коэффициент подавления и уменьшить уровень вносимых искажений как по цепи ООС, так и за счет компенсации выделенного сигнала в сумматоре. В этом случае для достижения больших коэффициентов подавления можно ограничиться сравнительно неглубокой ООС, что резко упрощает реализацию избирательного усилителя в целом.
Коэффициент передачи усилителя имеет вид
ки») = к1-Т(М-- (1)
1+КТОЪ)
где К — коэффициент усиления широкополосного усилителя,
Т(}со) —коэффициент передачи активного режекторного фильтра (АРФ).
Из формулы (1) вадно, что для повышения эффективности дополнительной цепи вычитания и получения неравенства 1—У (/со) <0,05 уже на частотах 2-й и 3-й гармоник необходимо иметь фильтр с добротностью 20 -г- 30. Всем этим требованиям удовлетворяет фильтр, содержащий пассивную /?С-цепь и повторитель. Если в качестве #С-це-
пи использовать 2Т—#С-мост, то коэффициент передачи АРФ можно представить
г _ К. Ь±Ж..., (2)
где Кп—коэффициент передачи повторителя,
Т{) — коэффициент передачи при У = О,
-р ____,
1 о
1-*„'
У — обобщенная расстройка, У = ш0 — частота режекции; (? —добротность АРФ, ()— ^
<а>
1
q — добротность 2Т —/?С-моста;
^ — коэффициент передачи 2Т-~/?С-моста при К = 0. С учетом (2) выражение (1) можно записать в виде
= * = к --- (3)
1+7\>л 1 + 1 ' А у 1+КГ0
Это выражение совпадает (без учета первого сомножителя) с передаточной функцией усилителя с одноконтурным 1С-фильтром [2], с эквивалентной добротностью:
л л ±±А_ 1 1
С?э = <3----... (4)
1 +АТ(, 1 ~Кп 1 + КТ0
При тщательной настройке нулевой цепи в АРФ Т 0 и тогда
1 * у И -г К)... (5)
1 +JQэ У 1 — Кп
Из формулы (5) можно сделать вывод, что эквивалентная добротность избирательного усилителя определяется добротностью 2Т—/?С-моста, коэффициентом передачи повторителя Кп и глубиной ООС ^ следовательно, при небольшой глубине ООС (30-н50) Кп = 0,98-^0,99 и д = 0,25 можно сравнительно легко получить ф э = 1000 и более. Необходимо заметить, что для реализации такой же добротности в усилителе с пассивной ^?С-цепью требуемая глубина ООС /^ = 4000, что практически недостижимо в широком диапазоне частот.
Большое значение эквивалентной добротности позволяет обеспечить и высокое подавление на частотах высших гармоник, так, коэффициент подавления на частоте п-н гармоники
К
Кгп - = / 1 + 01 Уп ,
где Уп — обобщенная расстройка на частоте п-й гармоники может достигать 1 500 (при С} — 1 000) уже на 2-й гармонике и повышается с увеличением номера гармоник. Здесь необходимо заметить, что на границах частотного диапазона может сказаться неидеальность выходного сумматора. Ясно, что сумматор не должен вносить амплитуд-но и фазочастотных искажений на гармониках, а также дополнительных нелинейных искажений. Наилучшим образом этим требованиям удовлетворяет пассивный сумматор на резисторах или на трансформаторе.
Важным для рассматриваемого генератора является вопрос о постоянстве амплитуды автоколебаний, которая прежде всего определяется стабильностью коэффициента передачи избирательного усилителя на частоте квазирезонанса, которая в основном определяется стабильностью коэффициента передачи нулевой цепи на частоте режекции.
Чувствительность коэффициента передачи к изменению ¿о определяется выражением
5'"
(1К К
¿Ь. и
к
1 -к„
(6)
В рассматриваемом случае 51° пропорционально увеличению
зависит от значения
добротности Р
/0 и ухудшается ч . Следа-
\-кп)
вательно, серьезное внимание необходимо обратить на качество элементов /?С-цепи и на точность ее настройки с тем, чтобы максимально снизить /0. Очень хорошие результаты в этом плаке дает применение монолитных нулевых фильтров на основе распределенной #С-линии. Такие фильтры отличаются высокой стабильностью коэффициента передачи вблизи частоты режекции.
Здесь же следует указать на одну возможность повышения коэффициента подавления на частотах высших гармоник без увеличения добротности и, следова-
7=^=3
■ — СОЛг ——I
'Ж ФК
Рис. 2
тельно, без ухудшения стабильности коэффициента передачи на частоте квазирезонанса. Она сводится к образованию полюса затухания на частоте одной из гармоник, а поскольку преобладающей из высших гармоник на выходе симметричного ограничителя является 3-я гармоника, то полюс затухания желательно обеспечить на частоте именно 3-й гармоники. Для этой цели в избирательный усилитель вводится фазокорректирующее звено (рис. 2). Идея решения состоит в создании для 3-й гармоники двух каналов прохождения на выходной сумма-
С1
■си
С2
тор, в котором при равенстве коэффициентов передачи и их противофазности обеспечивается ее взаимокомпенсация. Для обеспечения точной противофазности и вводится фазокорректирующее звено, которое не оказывает заметного влияния на стабильность коэффициента передачи на частоте настройки. В качестве фазо-корректирующего звена можно использовать пропорционально-интегрирующий фильтр, который . показан на рис. 3. Для обеспечения требуемого постоянства амплитуды колебаний в генераторе можно использовать систему авторегулирования напряжения. Если в качестве измерительного преобразователя (ИП) применить выпрямитель с однозвенным фильтром, то получим систему второго
Рис. 3
-III—с=з
изо. о
Рис. 4. Принципиальная схема ямплитудпо-стабильного генератора синусоидального напряжения
порядка (селективный усилитель по огибающей является звеном первого порядка), устойчивую при любом значении коэффициента стабилизации. При этом стабильность амплитуды определяется качеством ИП и постоянством опорного постоянного напряжения.
Принципиальная схема амплитудно-стабильного генератора на базе высокоселективного усилителя дана на рис. 4.
Избирательный усилитель собран на транзисторах 73-нПО, причем широкополосный усилитель его выполнен по схеме с динамической нагрузкой на транзисторах ТЗ+ Т5Г активный режекторный фильтр выполнен на малогабаритных режекгорных фильтрах РФ1 -г- 3 типа ФРМ-1 и транзисторах Г6, 77, а выходной сумматор на трансформаторе Тр. Цепь автоматической стабилизации выходного напряжения включает операционный выпрямитель на интегральной схеме 1УТ401А и диодах Д11 -Т-Д15, схему сравнения на резисторах £36, 39, усилитель рассогласования, выполненный на другой интегральной схеме 1УТ401А, и регулирующий элемент, в качестве которого используется полевой транзистор Т\.
Основные характеристики макета
1. Выходное напряжение . . . 10 в.
2. Сопротивление нагрузки .... 200 ом
3. Частотный диапазон 20 гц -г- 20 кгц дискретно.
4. Коэффициент нелинейных искажений во
всем диапазоне частот .... <0,04%
на средних частотах .... <0,003%
5. Нестабильность амплитуды . < 0,03%
ЛИТЕРАТУРА
1. М. С. Р о й т м а н. Прецизионные меры переменных напряжений. Настоящий сборник.
2. Н. С. Г о н о р о в с к и н. Радиотехнические цепи и сигналы. М., «Советское радио», 1972.
