CC BY
13Постановка задачи. OFDM-сигналы представляют сумму N соответствующих гармонических сигналов, ортогональных на интервале определения T [1]:
2 N-1
s(t) = £ ат exp(j2nfmt). (1)
VN m=0
Здесь символы (m в блоке (а0,ах,..., aN-1) объемом JN (J - объем алфавита символов (хт ) задаются используемым сигнальным «созвездием» на основе входной информационной последовательности длительностью L = N log2 J . Для двумерного «созвездия» ФМ4 с двоичными компонентами ± 1 имеем J = 4 и L = 2N.
Увеличение базы OFDM-сигналов в l раз осуществляется с использованием комплексных ПСП с двоичными компонентами ±1. В этом случае каждому символу (im сопоставляется l символов ПСП px,p2,...,pl. Для фиксированной частотной полосы и
фиксированного числа составляющих гармонических сигналов N в (1) это эквивалентно увеличению длительности исходного OFDM-сигнала в l раз.
Повышение надежности передачи информации при наличии в канале сосредоточенных по спектру помех достигается путем увеличения базы OFDM-сигналов определенным способом в сочетании с алгоритмами активной компенсации. На рис.1 приведена общая схема рассматриваемой системы передачи информации, в которой реализуется данный подход увеличения помехоустойчивости при наличии в канале анализируемых помеховых сигналов. Поясним составляющие блоки схемы.
Рис.1. Блок-схема системы передачи информации: 1 - генератор ПСП, 2 - перемежи-тель, 3 - модулятор ОРБМ-сигналов, 4 - канал, 5 - весовое окно, 6 - демодулятор, 7 - блок активной компенсации помех, 8 - деперемежитель, 9 - генератор ПСП, 10 - сумматор, 11 - решающее устройство
На вход передающей части поступает последовательность а0, а1з..., аШ_, каждый символ (X; действием умножителя и генератора ПСП отображается в последовательность (агр0 (/),..., а¡р1 _1(/) ) длительностью I. Здесь р>](/), (^ = 0,1,...,I _ 1) - последовательность символов с генератора ПСП.
Результирующая последовательность длительностью 1Ш с выхода умножителя поступает на вход перемежителя и далее на вход модулятора ОББМ-сигналов, реализующего соотношение (1).
Результирующая реализация с выхода канала (¿0(/),.¿1(/),...,¿^(0), / = 0,1,...,Ш_1 включает искажение ОББМ-сигналов сосредоточенными по спектру аддитивными сигналами и аддитивным белым гауссовским шумом. Этот сигнал поступает на вход приемного устройства, содержащего блок весового окна, умножитель, демодулятор, блок активной компенсации помех, деперемежитель, генератор ПСП, сумматор и решающее устройство. Вычислительные процедуры, выполняемые модулятором и демодулятором ОББМ-сигналов, могут быть реализованы с использованием производительного алгоритма быстрого спектрального преобразования в базисе Фурье размерностью N [1,6].
В приемной части осуществляются операции, обратные операциям, выполняемым в передающей части. На выходе сумматора осуществляется когерентное накопление соответствующих Iсимволов с выхода умножителя, формируя символы у , I = 0,1,...,N — 1:
i-1
y = £ zj (i)P* (i).
j=0
Здесь (•) - операция комплексного сопряжения символов с выхода генератора ПСП приемника.
Решающее устройство на основе символов yt принимает решения относительно символов информационной последовательности а0,а1з...,аN.
При отсутствии в канале сосредоточенных по спектру помеховых сигналов блок активной компенсации не работает и используется прямоугольное взвешивающее окно. В противном случае включается блок активной компенсации помехи с взвешивающим окном, отличающимся от прямоугольного окна.
Алгоритм компенсации помех в частотной области. Блоки весового окна, демодулятора и активной компенсации помех в составе схемы системы передачи информации (см. рис.1) реализуют активную компенсацию в частотной области рассматриваемых помеховых сигналов [7].
В демодуляторе осуществляется прямое преобразование Фурье над входной дискретной реализацией со взвешенными отсчетами и формируется множество отсчетов OFDM-сигналов в частотной области S (к), i = 0,1,..., l _ 1, к = 0,1,..., N _ 1. В блоке активной компенсации помех осуществляется операция ограничения значений реальной (мнимой) частей символов S (к)
Re( zi (к)) = {Re(S (к)), если |Re(S (к))| <р,
[sign (Re(S (к ))P в противномслучае.
Здесь sign (x) - знак аргумента х. Подобная операция осуществляется и над мнимой частью Im(Si (к)) при формировании Im(zi (к)) .
Эффективность данного алгоритма компенсации определяется выбором весового окна и заданием оптимального значения порога P [7].
Одним из оптимальных весовых окон является окно Кайзера, весовые коэффициенты ^(к) которого задаются соотношением [6]
10 f ßV 1 -(2k (N -1})2
v , N-1 , N -1
w(k) = —--7--,--< к <-.
( ' Io(ß) , 2 2
Здесь I0(x) - функция Бесселя первого рода 0-го порядка [5], ß - параметр ( в пределах 9,0 -9,5).
Оптимальное значение порога P зависит от длительности ПСП l, от соотношения мощностей OFDM-сигналов и помеховых сигналов. В более простом варианте рассматриваемого алгоритма компенсации используются «жесткие» решения с выхода демодулятора OFDM-сигналов (двухуровневое квантование). В этом случае не требуется задание порога P, однако при наличии в канале рассматриваемых помеховых сигналов
Рис.2. Блок-схема адаптивного алгоритма компенсации узкополосных помех: 1 - регистр задержки на время Т; 2 - адаптивный трансверсальный фильтр; 3 - блок решения уравнения Уидроу-Хопфа
энергетические потери по отношению к использованию «мягких» решении с выхода демодулятора OFDM-сигналов (многоуровневое квантование) и применении оптимального порога достигали 3 дБ.
Алгоритм адаптивной компенсации помех во временной области. Блок-схема алгоритма адаптивной компенсации узкополосных помех во временной области приведена на рис.2, детальное описание принципа его функционирования в работах [4,5]. Схема содержит регистр задержки на время T, адаптивный трансверсальный фильтр,
блок решения уравнения Уидроу-Хопфа и
сумматор. Задержка сигнала T = -1 должна
обеспечивать некоррелированность широкополосного OFDM-сигнала и его задержанной копии. Здесь W - частотная полоса OFDM-сигналов.
При применении алгоритма компенсации блок весового окна исключается из состава схемы системы передачи информации (см. рис.1), блок активной компенсации помех размещается перед демодулятором OFDM-сигналов.
На вход сумматора в составе схемы рассматриваемого алгоритма компенсации поступает реализация x(t) = s(t) + d(t) + n(t) . Здесь s(t) - OFDM-сигнал, d(t) - узкополосные по отношению к OFDM помеховые сигналы, n(t) - аддитивный белый гауссов-ский шум (АБГШ).
На компенсирующий вход сумматора поступает сигнал y(t) с выхода адаптивного трансверсального фильтра. Данный фильтр эквивалентен полосовому фильтру с конечной импульсной характеристикой h,hh, который формирует сигнал y(t), в идеальном случае удовлетворяющий условию y(t) = — d(t) .
Весовые коэффициенты h,h2,...,h (h = h,h) ) вычисляются в блоке решения уравнения Уидроу-Хопфа [4], минимизируя среднюю квадратичную ошибку e2(t) = (x(t) — y(t))2:
h (k +1) = h (k) + 2|ie(k)x(k — i), x(k) = (xc (k), xs (k)), i = 1,2,..., n.
Здесь n - параметр трансверсального фильтра, определяющий длительность его импульсной характеристики. Параметр д задает скорость и устойчивость сходимости итеративной процедуры. Рекомендации по выбору его значения приведены в [4].
Результаты моделирования алгоритмов компенсации. Исследование эффектив-ностей рассмотренных алгоритмов компенсации проведено путем компьютерного моделирования с использованием узкополосных (однотональных и двухтональных) поме-ховых сигналов и помехи АБГШ. Анализировались вероятности ошибочного приема при сравнении информационной входной последовательности без применения помехоустойчивого кодирования и последовательности на выходе решающего устройства. Число составляющих сигналов в OFDM-сигналах равно N = 510, сигнальное «созвездие» соответствовало ФМ4. Вероятность ошибки на информационный бит Рб = 10—5 при наличии в канале лишь АБГШ без кодирования достигается при отношении сиг-
Е
нал/помеха —— = 9,25 дБ [8]. Здесь Еб - энергия на информационный бит, N -
Nо
спектральная плотность (односторонняя) АБГШ.
На рис.3 приведены полученные вероятностные кривые для различных режимов
алгоритмов компенсации при наличии в канале однотонального помехового сигнала с р
параметром —^ = -40 дБ. Здесь Рс, Р - мощности OFDM-сигнала и помехового сиг-
Рс1
нала соответственно. По оси ординат отложены значения вероятностей Рб , по оси абсЕ
цисс - ——. Кривая 1 относится к алгоритму адаптивной компенсации с параметром
N о
трансверсального фильтра п = 1, длительность ПСП I = 32. Вероятность ошибки
Е
Р = 10-5 обеспечивается при —— = 13,5 дБ, что соответствует энергетическим потерям
Nо
4,25 дБ по отношению к отсутствию помехового сигнала. При увеличении параметра трансверсального фильтра п эффективность алгоритма адаптивной компенсации растет и
Рис.3. Вероятностные кривые, соответствующие применению алгоритмов компенсации для однотонального
Р
помехового сигнала, —^ = -40 дБ: 1 - адаптивный алгоритм компенсации (п = 1, I = 32); 2 - адаптивный
алгоритм компенсации (п = 2, I = 32); 3 - алгоритм компенсации в частотной области (I = 32); 4 - алгоритм компенсации в частотной области (I = 256); 5 - алгоритм компенсации в частотной области
(«жесткие» решения, I = 32)
при п = 2, I = 32 энергетические потери для р = 10-5 уменьшаются до 2,25 дБ (кривая 2). Кривая 3 относится к случаю применения алгоритма компенсации в частотной области и
длительности ПСП I = 32. Кривая 3 и кривая 1 достаточно близки, отличия значений
—
—— не превышают 0,5 дБ. При увеличении длительности ПСП эффективность рассмат-
N0
риваемого алгоритма компенсации растет и при I = 256 соответствующая вероятностная кривая 4 практически совпадает с рассмотренной кривой 2 для алгоритма адаптивной компенсации. Кривая 5 относится к случаю применения алгоритма компенсации в частотной области и использованию жестких решений с выхода демодулятора OFDM-сигналов, длительность ПСП I = 32. Применение жестких решений приводит к энергетическим потерям до 3 дБ по отношению к использованию мягких решений. При уве-
личении длительности ПСП энергетические потери уменьшаются и при I = 256 не превышают 1,75 дБ.
На рис.4 приведены вероятностные кривые для алгоритмов компенсации при нали-
Р
чии в канале двухтональных помеховых сигналов с параметром —^ = -40 дБ. Здесь
р
10"-
10-
10"^
2х Л-1-1-1-1-1-1-г \ / -1—^-1-
10 11 12 13 14 15 дБ
Рис.4. Вероятностные кривые, соответствующие применению алгоритмов компенсации для двухтонального
Р
помехового сигнала, —^ = -40 дБ: 1 - алгоритм компенсации в частотной области (I = 32); 2 - алгоритм
компенсации в частотной области (I = 64); 3 - адаптивный алгоритм компенсации (п = 2, I = 32);
4 - адаптивный алгоритм компенсации (п = 2, I = 64)
Р - общая мощность двухтонального помехового сигнала. Кривая 1 относится к случаю применения алгоритма компенсации в частотной области, длительность ПСП
Е
I = 32. Вероятность ошибки Рб = 10-5 обеспечивается при = 14,5 дБ, что соответствует энергетическим потерям 5,25 дБ по отношению к отсутствию помехового сигнала. При увеличении длительности ПСП I эффективность рассматриваемого алгоритма компенсации растет и при I = 64 энергетические потери для Рб = 10-5 не превышают 4,5 дБ
(кривая 2). Кривая 3 относится к алгоритму адаптивной компенсации с параметром трансверсального фильтра п = 2, длительность ПСП I = 64. В этом случае алгоритм адаптивной компенсации менее эффективен по отношению к алгоритму компенсации в частотной области - различие соответствующих вероятностных кривых 1 и 3 для Рб = 10-5 достигает 3 дБ. При увеличении параметра п трансверсального фильтра и
увеличении длительности ПСП I эффективность алгоритма адаптивной компенсации растет: кривая 4 относится к алгоритму адаптивной компенсации с параметром трансверсального фильтра п = 2, длительность ПСП I = 64. В этом случае различие соответствующих вероятностных кривых для алгоритма адаптивной компенсации (кривая 4) и алгоритма компенсации в частотной области (кривая 2) для Рб = 10-4 не превышает 1,5 дБ.
Таким образом, приведены описания алгоритмов компенсации сосредоточенных по спектру помех применительно к системам связи с использованием ОБОМ-сигналов: алгоритма компенсации помех в частотной области и алгоритма адаптивной компенсации помех во временной области. Произведено моделирование данных алгоритмов при наличии в канале однотональной и двухтональной помехи с отношением сигнал/помеха, равным -40 дБ.
Результаты моделирования показывают, что при наличии в канале однотональной помехи более эффективным является алгоритм адаптивной компенсации помех во временной области. Для двухтональной помехи алгоритм компенсации помех в частотной
области является более эффективным, различие вероятностных кривых для P6 = 10—4
составляет не менее 1,5 дБ при l = 64 и не менее 3 дБ при l = 32.
Для алгоритма компенсации помех в частотной области сложной является процедура вычисления оптимального порога, значение которого зависит от длительности ПСП l, соотношения мощностей полезного сигнала и помеховых сигналов. При использовании более простого варианта данного алгоритма с «жесткими» решениями, поступающими с выхода демодулятора OFDM-сигналов, дополнительные энергетические потери при l = 256 не превышают 1,75 дБ.
Литература
1. Liu H., Li G. OFDM-Based Broadband Wireless Networks. - New Jersey: A John Wiley & Sons. -2005. - P. 251.
2. Вишневский В.М., Ляхов А.И., Портной С.Л., Шахнович И.В. Широкополосные сети передачи. -М.: Техносфера, 2005. - 592 с.
3. Помехозащищенность систем радиосвязи с расширением спектра сигналов модуляцией несущей псевдослучайной последовательностью / Борисов В.И., Зинчук В.М., Лимарев А.Е. и др. — М.: Радио и связь, 2003. - 640 с.
4. Уидроу Б., Стирнз С. Адаптивная обработка сигналов. - М.: Радио и связь, 1987. - 440 с.
5. Лосев Ю.И., Бердников А.Г., Гойхман Э.Г., Сизов Б.Д. Адаптивная компенсация помех в каналах связи. - М.: Радио и связь, 1988. - 208 с.
6. Рабинер Л., Гоулд Б. Теория и применение цифровой обработки сигналов. - М.: Мир, 1978. - 848 с.
7. Разработка и исследование методов помехоустойчивой обработки сигналов в спутниковых системах связи с ортогональным частотным уплотнением / Назаров Л.Е., Головкин И.В. Моисеев Н.И. и др. // Тр. III Всерос. научн.-техн. конф. «Актуальные проблемы ракетно-космического приборостроения и информационных технологий» (1-3 июня 2010 г.). - М.: Радиотехника, 2011. - С. 496-500.
8. Витерби А.Д., Омура Дж.К. Принципы цифровой связи и кодирования. - М.: Радио и связь, 1982. - 536 с.
Статья поступила 15 мая 2013 г.
Назаров Лев Евгеньевич - доктор физико-математических наук, ведущий научный сотрудник Института радиотехники и электроники им. В.А. Котельникова (г. Фрязино). Область научных интересов: теория цифровых систем связи, цифровая обработка сигналов, теория сигналов.
Зудилин Андрей Сергеевич - начальник сектора ОАО «Российские космические системы» (г. Москва). Область научных интересов: теория помехоустойчивого кодирования, цифровая обработка сигналов, схемотехника, синхронизация. E-mail: [email protected]
УДК 681.5.004
Синтез структурной схемы территориально-распределенной информационно-управляющей вычислительной системы реального времени на базе ЛВС Ethernet и EtherCAT
11 2 И.В. Куденко , С.В. Скляров , А.А. Шишкевич
1ЗАО «НТЦ ЭЛИНС» (г. Москва)
2Национальный исследовательский университет «МИЭТ»
Предложена инженерная методика синтеза структурной схемы территориально-распределенной информационно-управляющей вычислительной системы реального времени на базе ЛВС Ethernet и ее модификации EtherCAT.
Ключевые слова: сеть EtherCAT, устройство типа «slave», алгоритмическая модель, физическая модель, межзадачный обмен, граф алгоритмической модели, сегмент сети EtherCAT, алгоритм синтеза, коэффициент связности, критерий оптимизации.
В настоящее время территориально-распределенные информационно-управляющие вычислительные системы реального времени (ТР ИУВС РВ) строятся с использованием технологии ЛВС Ethernet. Для обеспечения в ЛВС Ethernet режима реального времени (РВ) используется топология соединения абонентов сети типа «точка-точка». Однако ТР ИУВС РВ, содержащая большое количество исполнительных устройств и устройств ввода/вывода данных, получается излишне громоздкой и дорогой. Для устранения этого недостатка сети Ethernet за последнее десятилетие предложен ряд модификаций сети [1], обеспечивающих функционирование ТР ИУВС РВ в режиме РВ.
Время обмена данными в системе, состоящей из 40 сервоприводов и 50 распределенных узлов (2000 дискретных, 2000 аналоговых сигналов):
Технология Время обмена данными, мс
EtherCAT...............................................0,276
Profinet IRT...........................................0,763
Ethernet/IP .............................................6,355
Ethernet Powerlink ................................2,347
SENCOS ................................................0,479
Наиболее часто используются сети Ethernet Powerlink [2] и EtherCAT [3] (с наилучшими показателями по быстродействию). Локальная сеть EtherCAT (Ethernet Control Automation Technology) - сеть РВ, предложенная фирмой Beckhoff, для подключения к универсальной сети Ethernet (или Internet) различных устройств ввода/вывода, например АЦП, ЦАП, датчиков релейных сигналов, интерфейсов периферийных устройств, двигателей. Сеть EtherCAT в простейшем случае представляет собой сеть c одним абонентом сети Ethernet, выполняющим роль устройства типа «master», и несколькими устройствами типа «slave», соединенными в «цепочку» кабелями Ethernet (рис.1).
© И.В. Куденко, С.В. Скляров, А.А. Шишкевич, 2013
