CC BY
28Системы телекоммуникации, устройства передачи,
приема и обработки сигналов
УДК 621.391.25
В. Н. Бондаренко, В. Ф. Гарифуллин, Т. В. Краснов Институт инженерной физики и радиоэлектроники Сибирского федерального университета
Р. Г. Галеев ОАО «НПП "Радиосвязь"»
Эффективность подавления структурной помехи корреляционным приемником шумоподобного сигнала с автокомпенсатором
Приведены результаты исследования помехоустойчивости корреляционного приемника с автокомпенсатором для подавления мощной структурной помехи применительно к шумоподобным сигналам с минимальной частотной модуляцией. Предложенный алгоритм компенсации структурной помехи позволяет повысить запас помехоустойчивости корреляционного приемника с 40 до 80 дБ.
Радионавигационная система, шумоподобный сигнал, структурная помеха, помехоустойчивость, корреляционный приемник, автокомпенсатор помехи
В широкополосных радионавигационных системах (РНС) с кодовым разделением сигналов уровень внутрисистемных помех определяется корреляционными свойствами используемых шу-моподобных сигналов (ШПС). Для средневолновых широкополосных РНС большой дальности действия превышение мешающего сигнала над полезным может достигать 80 дБ [1]. В этих условиях нормальное функционирование приемной аппаратуры бортовых станций при заданных показателях точности возможно лишь при дополнительном подавлении мощных внутрисистемных помех.
В настоящей статье исследована помехоустойчивость корреляционного приемника с автокомпенсатором, предназначенным для подавления мощной структурной помехи, применительно к периодическим шумоподобным сигналам с минимальной частотной модуляцией (МЧМ). Шу-моподобные сигналы с МЧМ в силу высокой спектральной эффективности являются весьма перспективным классом сигналов для средневолновых и длинноволновых широкополосных РНС [1].
Положим, что принятая реализация представляет собой аддитивную смесь полезного сигнала, структурной помехи (СП) и гауссовского шума с
равномерной в полосе ШПС спектральной плотностью мощности:
у (Г) = 5 (г) + с (г) + 4 (г), (1)
где 5 (Г) и с (Г) - сигнал и СП, представляющие собой ШПС с МЧМ и различающиеся амплитудой, временем запаздывания, начальной фазой, доплеровским сдвигом несущей частоты, а также законами широкополосной кодовой модуляции и модуляции данными.
Структурная схема корреляционного приемника с автокомпенсатором помехи (АКП) структурной помехи приведена на рис. 1. Принятая реализация у(г) поступает на вход АКП, содержащего блок оценок, формирователь копии помехи, вычитатель, временной селектор и коммутатор (рис. 2). Блок оценок содержит систему слежения
у (г)
АКП
Т5 (г) Т52 (г)
1
1
(•)2
(•)2
Рис. 1
Работа выполнена при финансовой поддержке Минобрнауки РФ (договор №№ 02.025.31.0041). 18 © Бондаренко В. Н., Гарифуллин В. Ф., Краснов Т. В., Галеев Р. Г., 2013
т.
г
г
т.
г
2
0
Рис. 2
за задержкой, систему слежения за фазой и демодулятор, а также измеритель амплитуды [2].
Система слежения за задержкой формирует квадратурные видеочастотные компоненты Iс (t -xc ) и Qc (t -xc ), где xc - оценка кодовой задержки, обновляемая с шагом фильтрации, равным периоду Тп повторения СП. Указанные сигналы поступают на опорные входы фазового дискриминатора, а также на формирователь копии помехи.
Система слежения за фазой формирует квадратурные составляющие cos Фс (t) и sin Фс (t) несущей частоты СП, где
Фс (t ) = 2я( fo + FC ) t-фс,
- полная фаза, причем фс, Fc - оценки начальной фазы фс и доплеровского сдвига частоты Fc СП, обновляемые с тем же шагом Тп, что и оценка кодовой задержки. Квадратурные составляющие несущей частоты СП поступают на опорные входы временного дискриминатора, а также на формирователь копии помехи.
Копия структурной помехи c (t) формируется объединением квадратурных компонентов СП, полученных перемножением видеочастотных сигналов Ic (t -хс) и Qc (t -хс) с опорными
квадратурными сигналами cos Фс (t) и sin Фс (t) соответственно с последующим умножением на оценку комплексной амплитуды DcAc. Последняя формируется на основе оценки A, вырабатываемой измерителем амплитуды, и оценки Dc текущего информационного символа, поступающей от демодулятора. Оценка Dc начинает формироваться с момента окончания первого элемента ШПС и затем уточняется по мере обработки
его элементов (длительность информационного символа равна периоду повторения Тп).
Выходной сигнал вычитателя, представляющий собой смесь полезного сигнала, шума и остатка подавленной СП, поступает на второй вход коммутатора через временной селектор. При превышении оценкой ААс заданного порогового уровня измеритель амплитуды формирует управляющий сигнал для коммутатора на включение вычи-тателя в тракт приема полезного сигнала.
Система слежения за задержкой вырабатывает импульс бланкирования для управления времен-нь1м селектором, запрещая прохождение сигнала с выхода вычитателя на выход АКП. Импульс бланкирования формируется на интервале первого элемента каждого периода повторения кода. Использование бланкирования позволяет нейтрализовать действие импульсной помехи, образующейся на выходе вычитателя вследствие несовпадения информационных символов принимаемой СП и ее копии (возникающего из-за того, что оценка информационного символа ))с помехи
формируется с задержкой на длительность Т элемента кода). Поэтому на интервале первого элемента кода при формировании копии помехи полагается, что информационный символ ))с = 1, в то время как в действительности он с равной вероятностью принимает значения 1 или -1.
Оценим помехоустойчивость корреляционного приемника с автокомпенсатором помехи применительно к модели наблюдений (1).
Положим, что опорные сигналы ^ (t) и ^ (/) являются квадратурными копиями полезного сигнала при значении информационного символа ) = 1, различаясь значениями фазы ф = 0 или
л/2. Для квадратурных корреляций запишем:
zi = j[y(t)- c (t)]si (t) dt =
0
= DE cos ф + y-qEBi (x, F) + z—;
Tn
z2 = j[y (t)- c (t )]2 (t) dt =
0
= DE sin ф + JцEB2 (x, F) + z-2 ,
где E - энергия сигнала на интервале, равном периоду повторения Ti; У = -\¡Ec/E = Ac/A - отношение "СП/сигнал"; ^ = |(A(, - A )Ac| - множитель, определяющий подавление помехи в АКП [3]; Bi (x, F) и B2 (x, F) - квадратурные компоненты нормированной частотно-временной взаимной корреляционной функции (ВКФ) помехи и сигнала (x и F - временной и частотный сдвиги СП относительно сигнала); zi- и Z2- - составляющие, обусловленные действием шума -(/).
В качестве критерия помехоустойчивости используем параметр, который назовем отношением "сигнал/(помеха+шум)" на выходе корреляционного приемника:
q = (Z - Zo )) , (2)
где Z - среднее значение модуля корреляции Z = ^ z2 + z2 принятой реализации (i) с опорными сигналами; Zo - то же в отсутствие сигнала; az - среднеквадратическое отклонение случайной величины Z .
На рис. 3, 4 представлены результаты имитационного моделирования корреляционного приемника без АКП [3]: график модуля нормированной ВКФ
B (т, F) = y¡B2 (т, F) + B22 (т, F)
при F = 0 в диапазоне относительных задержек L5...2 мс (450...600 км по дальности) с шагом по задержке x = T/50 (рис. 3) и гистограмма значений
модуля ВКФ w (B) (рис. 4). Приведенные зависимости соответствуют сигналу и СП с кодовыми псевдослучайными последовательностями (ПСП), представляющими циклические сдвиги на m = 4i00 элементов общей М-последовательности длиной N = i6 383 с периодом повторения TYl = 40 мс. Цифровая модуляция ШПС (сигнала и СП) осуществлялась меандровым сообщением D (t).
-60
-80-
-100 —
i.9 т, мс
B, дБ
0.i5
0.i0
0.05
Рис. 3
-80
-70
-60 Рис. 4
-50
B, дБ
Анализ представленных на рис. 3, 4 результатов свидетельствует о том, что максимальное значение ВКФ Bmax — -41 дБ достигается при х —1.77 мс, эффективное значение Бэ — -49.5 дБ, однопроцентный квантиль распределения (значение, вероятность превышения которого выбросом ВКФ равна 0.01) £001 — -43.8 дБ.
На рис. 5, 6 приведены результаты имитационного моделирования корреляционного приемника с АКП. На рис. 5 представлено семейство гистограмм для статистики Z в отсутствие бланкирования (рис. 5, а) и с бланкированием выходного сигнала вычитателя (рис. 5, б). Приведенные зависимости соответствуют отношению "СП/сигнал" на входе АКП у = 80 дБ и получены для ряда значений отношения "сигнал/шум", указанных на рис. 5. Гистограммы с заливкой соответствуют наличию сигнала, гистограммы без заливки - его отсутствию. Как видно из рис. 5, использование бланкирования вызывает смещение распределения статистики Z в отсутствие сигнала в область малых значений, в то время как на распределение статистики Z при сигнале бланкирование влияет незначительно. Такая трансформация распределения свидетельствует об улучшении контрастности между указанными распределениями, что эквивалентно увеличению помехоустойчивости.
Графики зависимости отношения "сигнал/(по-меха+шум)" q от отношения "сигнал/шум" h на входе АКП, рассчитанные с использованием фор-
T
w
0
0.4 0.3 0.2 0.1
к = -40 дБ
0
ППпппп^
0.4 0.3 0.2 0.1
к = -40 дБ
0.5
1.0
1.5
0.4 0.3 0.2 0.1
2.0
к = -30 дБ
2/Е
0
ШППпппппппп^
ш
0.2 0.1
0 V
0.4 0.3 0.2 0.1
0
Ч, дБ
0.5 1.0 1.5 2.0 2/Е
к = -20 дБ
0.5
1.0 1.5
а
2.0
2/Е
1.5
2.0 2/Е к = -30 дБ
_1_
1.5
2.0 2/Е к = -20 дБ
1.5
2.0
2/Е
б
Рис. 5
15-
5 -
-40
-30 Рис. 6
к, дБ
мулы (2) по результатам моделирования (для установившегося режима работы АКП) представлены на рис. 6. Кривая 1 соответствует АКП без бланкирования, кривая 2 - АКП с бланкированием, а кривая 3 - отсутствию СП. Приведенные зависимости получены при следующих условиях: отношении "СП/сигнал" на входе АКП у = 80 дБ, частотном сдвиге СП Г = 0, временном сдвиге СП х —1.98 мс, что соответствует значению ВКФ
В — -42 дБ (см. рис. 3). Параметры ПСП полагались теми же, что и для зависимости В(х) на рис. 3.
Анализ представленных результатов свидетельствует о том, что применение рассмотренного способа бланкирования в автокомпенсаторе помехи позволяет дополнительно подавить мощную структурную помеху на 4 дБ, обеспечивая тем самым требуемый запас помехоустойчивости. Приняв допустимым значение ч > 0 дБ, получим запас помехоустойчивости, который в худшем случае при к = -40 дБ (см. рис. 6) составит не менее 80 дБ (предельно допустимое значение отношения "СП/сигнал"). Это соответствует условиям приема слабого сигнала наиболее удаленной опорной станции (дальность 600 км) на фоне мощного мешающего сигнала близкорасположенной станции (дальность 2 км) при одинаковой мощности передатчиков обеих станций.
5
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Бондаренко В. Н., Кокорин В. И. Широкополосные радионавигационные системы с шумоподобны-ми частотно-манипулированными сигналами. Новосибирск: Наука, 2011. 260 с.
2. Пат. RU 2450445 C2. МПК H04B1/10 (2006.01). Устройство компенсации структурных помех / В. Н. Бон-
даренко, В. И. Кокорин, А. Г. Клевлин, Т. В. Краснов // Опубл. 10.05.2012. Бюл. № 13.
3. Бондаренко В. Н., Краснов Т. В. Помехоустойчивость корреляционного приемника шумоподобного сигнала с автокомпенсатором структурной помехи // Изв. вузов России. Радиоэлектроника. 2012. Вып. 1. С. 58-65.
V. N. Bondarenko, V. F. Garifullin, T. V. Krasnov Engineering physics and radio electronics institute of Siberian federal university
R. G. Galeev OAO "NPP «Radiosvyaz»"
Adjacent-channel interference suppression efficiency in spread spectrum signal correlation receiver with autocompensator
Correlation receiver interference immunity is improved with using of powerful adjacent-channel interference autocompensator. This research applied to spread spectrum signal with minimal frequency modulation correlation receiver and showed that proposed compensation algorithm enhances interference immunity reserve from 40 to 80 dB.
Radionavigation system, spread spectrum signal, adjacent-channel interference, interference immunity, correlation receiver, interference autocompensator
Статья поступила в редакцию 11 ноября 2013 г.
УДК 627.722.6
Ю. Н. Островский Военная академия связи
| Адаптивное управление ресурсом системы наблюдения
Рассмотрены обоснование и выбор показателей эффективности адаптивного управления системой наблюдения. Приведены основные критерии оценки качества управления временным ресурсом системы.
Адаптивное управление, система наблюдения, эффективность, временной ресурс, вероятность выполнения задачи
При известных технических характеристиках систем наблюдения может быть предложена оценка качества адаптивного управления временным ресурсом таких систем, как частная задача оценки эффективности их функционирования.
Необходимость в адаптивных (приспособляемых) системах управления возникает в связи с усложнением задач управления при отсутствии практической возможности подробного изучения и описания процессов, протекающих в объектах управления при наличии изменяющихся внешних возмущений [1], [2].
Формулировка задачи адаптивного управления содержится в работе [1], где без потери общности выделены следующие компоненты типовой задачи управления с оптимизацией характеристик управляемой системы: 22
1. Постановка целей управления (технической, математической).
2. Оценивание текущего состояния управляемого объекта по отношению к цели.
3. Оценивание факторов окружающей среды функционирования системы, существенно влияющих на поведение системы в прошлом, в настоящем и в будущем.
4. Выработка на основе информации, полученной по пп. 1-3, наилучшей стратегии (законов, алгоритмов) управления.
В соответствии с перечисленными компонентами типовая задача адаптивного управления описывается следующим образом (рисунок).
© Островский Ю. Н., 2013
