CC BY
32
ОСОБЕННОСТИ ПРОЕКТИРОВАНИЯ ЛЕСТНИЧНЫХ РЕЗОНАТОРНЫХ ФИЛЬТРОВ НА ПОВЕРХНОСТНЫХ АКУСТИЧЕСКИХ ВОЛНАХ ДЛЯ ДУПЛЕКСЕРНЫХ МОДУЛЕЙ
МОБИЛЬНЫХ СИСТЕМ СВЯЗИ
Требования к электрическим параметрам фильтров для дуплексерных модулей мобильных систем связи достаточно специфичны и отличаются от требований к обычным полосовым фильтрам [1]. Так, фильтр передатчика Tx должен иметь вносимые потери не более 1,5-2,0 дБ, обладать избирательностью не хуже 40-45 дБ в полосе частот приемника Rx и не менее 25-35 дБ на частотах гармоник передатчика, а также обеспечивать минимальные нелинейные искажения. К фильтру приемника Rx предъявляются, в первую очередь, требования по высокой избирательности не хуже 45-55 дБ в полосе частот передатчика Tx и не менее 35-40 дБ на частотах соседних систем связи. Кроме того, фильтры передатчика Tx и приемника Rx должны иметь высокую взаимную электрическую изоляцию 40-55 дБ и работать в широком интервале температур от -40 до +85оС. В результате амплитудно-частотные характеристики (АЧХ) фильтров Tx и Rx должны быть несимметричными и обладать крутыми взаимно прилегающими скатами из-за близко расположенных полос частот приемника Rx и передатчика Tx, а также иметь дополнительные полюса затухания на частотах нежелательных соседних каналов. Благодаря малым габаритам , высокой температурной стабильности и другим несомненным преимуществам, СВЧ лестничные резонаторные фильтры на поверхностных акустических волнах (ПАВ) широко используются в дуплексерных модулях мобильных систем связи [2].
Но лестничные резонаторные фильтры на ПАВ чувствительны к влиянию электромагнитных эффектов как в наиболее часто используемых планарных керамических корпусах, так и на поверхности пьезоэлементов. Показано, что некоторые электромагнитные эффекты можно полезно использовать для формирования заданных несимметричных частотных характеристик фильтров с дополнительными полюсами затухания, необходимых для удовлетворения требований к дуплексерным модулям. Сравниваются два подхода к анализу электромагнитных эффектов и их взаимному влиянию в СВЧ фильтрах на ПАВ: численный на основе метода конечных элементов и аналитический на основе эквивалентных электрических цепей. Показано, что аналитический метод с использованием симуляторов электрических цепей типа MicroSim Design Lab [3,4] или ADS (Advanced Design System) [9] может быть точнее и требует меньше вычислительных ресурсов. Сопоставление двух методов анализа выполнено на примере фильтров передатчика Tx 836 МГц и фильтра приемника Rx 881 МГц для дуп-лексерного модуля радиотелефона стандарта AMPS. Показано, что аналитический метод анализа позволяет провести расчеты влияния парциальных эффектов с более высокой точностью. Приведенные расчеты подтверждаются результатами экспериментов.
Информация об авторах:
Орлов Виктор Семенович, д.т.н., главный научный сотрудник, МТУСИ, Москва, Россия Русаков Анатолий Николаевич, ведущий инженер, МТУСИ, Москва, Россия
Для цитирования:
Орлов В.С., Русаков А.Н. Особенности проектирования лестничных резонаторных фильтров на поверхностных акустических волнах для дуплексерных модулей мобильных систем связи // T-Comm: Телекоммуникации и транспорт. 2018. Том 12. №6. С. 24-33.
For citation:
Orlov V.S., Rusakov A.N. (2018). Design features of ladder resonator filters on surface acoustic waves for duplexer modules of mobile communication systems. T-Comm, vol. 12, no.6, pр. 24-33. (in Russian)
DOI 10.24411/2072-8735-2018-10104
Орлов Виктор Семенович,
МТУСИ, Москва, Россия, filtrov-pav@yandex.ru
Ключевые слова: фильтры приемника и передатчика, дуплексерный модуль, поверхностные акустические волны, электромагнитные эффекты, корпус, резонатор, проволочная перемычка.
Русаков Анатолий Николаевич,
МТУСИ, Москва, Россия
Введение
Интегральные дуплексерные модули, объединяющие в себе <|)ильтр передатчика Тх и фильтр приемника Их, являются ключевыми элементами современных мобильных систем святи. Распределение частот передатчиков и приемников наиболее широко используемых систем мобильной связи приведены ниже в таблипе.
Система Тх , МГц Rx, МГц BW, МГц
связи (полоса (полоса (ширина
передатчика) приемника) полосы)
AMPS, CDMA 824-849 869-894 25
GSM 890-915 935-960 25
EGSM 880-915 925-960 35
ETACS 872-905 917-950 33
JDC 940-960 810-830 20
PDC 1429-1453 1477-1501 24
PCN, DCS 1710-1785 1805-1880 75
W-CDMA 1710-1755 2110-2155 45
PCS 1850-1910 1930-1990 60
UMTS 1920-1980 2110-2170 60
Требования к электрическим параметрам фильтров для дуплексерных модулей достаточно специфичны и отличаются от требований к обычным полосовым фильтрам [1]. Так, фильтр передатчика Тх должен иметь вносимые потери не более 1,5-2,0 дБ, обладать избирательностью не хуже 4045 дБ в полосе частот приемника 1<х и не менее 25-35 дБ на частотах гармоник передатчика, а также обеспечивать минимальные нелинейные искажения. К фильтру приемника Кх предъявляются, в первую очередь, требования по высокой избирательности не хуже 45-55 дБ в полосе частот передатчика Тх и не менее 35-40 дБ на частотах соседних систем связи. Кроме того, фильтры передатчика Тх и приемника Ях должны иметь высокую взаимную электрическую изоляцию 40-55 дБ и работать в широком интервале температур от -40 до +85°С. В результате амплитудно-частотные характеристики (АЧХ) фильтров Тх и Кх должны быть несимметричными и обладать крутыми взаимно прилегающими скатами из-за близко расположенных полос частот Тх и Их, а также иметь дополнительные полюса затухания на частотах нежелательных соседних каналов.
Благодаря малым габаритам, высокой температурной стабильности и другим несомненным преимуществам ,СВЧ лестничные резонаторные фильтры на поверхностных акустических волнах (ПАВ) широко используются вдуплексер-ных модулях [2]. СВЧ резонаторный фильтр на ПАВ является комплексным объектом, электрические параметры которого определяются совокупностью акустических явлений в пвезоэлементе (кристалле), а также электромагнитных эффектов в пьезоэлементе и в используемом, например, керамическом корпусе с проволочными или шариковыми перемычками, соединяющими пьезоэлемент с этим корпусом [3,4].
Поэтому уже на первых этапах проектирования указанные электромагнитные эффекты в индивидуальном корпусе фильтра или в общем корпусе интегрального дуплексерного модуля, в котором пьезоэлемент установлен, должны быть включены в полную макромодель СВЧ фильтра на ПАВ, чтобы на последующих этапах проектирования либо минимизировать тот или иной эффект как паразитный либо, наоборот, использовать его для формирования требуемых
характеристик. Для анализа СВЧ резонаторов на ПАВ наиболее часто используются следующие модели: одномерная модель в виде сложного электрического контура с последовательными и параллельными ветвями [3-5], наиболее точная рас четно-аналитическая двумерная модель Р-матриц на основе уравнений связанных мод [6, 7] и трехмерная численная модель на основе метода конечных элементов [8].
В настоящей статье описываются некоторые приемы полезного использования перемычек корпуса как равноправных элементов электрической схемы для формирования несимметричных частотных характеристик лестничных фильтров на ПАВ е дополнительными полюсами затухания, а также сравниваются два наиболее часто применяемых подхода для анализа влияния электромагнитных эффектов в СВЧ резонаторпых фильтрах па ПАВ, размещенных в керамических корпусах типа SMD (Surface Mounted Device). Один из них ,'численный [8, 9], использует расчет полного распределения электромагнитных волн внутри корпуса с помощью комплексов программ типа HFSS (High Frequency Structure Simulator) фирмы Ansoft Inc. для 3D моделирования СВЧ объектов [10J на основе метода конечных разностей (Finite Element Method - FEM).
В другом, расчетно-аналитическом, называемом далее методом эквивалентных схем (Equivalent Electrical Circuit-ЕЕС), применяется представление того или иного эффекта в виде эквивалентного сосредоточенного элемента электрической цепи: сопротивления, индуктивности, емкости, взаимной индуктивности или емкости, линии передачи и т.д. [3, 11,12]. Для расчета полных сквозных характеристик СВЧ фильтра на ПАВ в корпусе с учетом электромагнитных эффектов в том и другом случаях в макромодели используются симуляторы электрических цепей типа SPICE (Simulator Program with Integrated Circuit Emphasis) [8, 12], ADS (Advanced Design System) [9] или MicroSim Design Lab [3, 4|,
Конструкция СВЧ лестничного резонаторного фильтра
Сравнение двух макромоделей фильтров на 11АВ (на основе анализа полного распределения волн и на основе эквивалентных электрических цепей) в настоящей работе осуществлялось на примере лестничного резонаторного фильтра Rx с частотой 881 МГц для приемника дуплексерного модуля радиотелефона стандарта AMPS, При этом фильтр содержал два П-образных звена из шести одновходовых резонаторов, а топологическая схема его пьезоэлемента, включая преобразователи, отражатели, суммирующие шины и контактные площадки резонаторов, была сформирована из алюминиевой пленки толщиной 4400 А на подложке из тантатата лития среза yxl/42" с относительной диэлектрической проницаемостью около 48,8. Пьезоэлемент фильтра был размещен в индивидуальном корпусе типа LTCC с габаритами 3,0x3,0x1,3 мм широко используемой модели KD-V99D59A фирмы KYOCERA, Япония. Корпус изготовлен из керамики с относительной диэлектрической проницаемостью, равной 8,6. Пьезоэлемент соединялся с контактными площадками корпуса дугообразными перемычками из золотой проволоки диаметром 30 мкм.
Эквивалентная электрическая схема в соответствии с одномерной моделью [3, 5, 12], схема сборки пьезоэлемента в корпус и расчетная характеристика коэффициента передачи S21 фильтра с частотой 881 МГц без учета электромагнитных эффектов показаны на рис. 1.
Очевидно, создать численную модель, универсальную и точную для расчета распределения полей различных типов акустических волн (рэлеевских, оттекающих, SH и т.д.) чрезвычайно сложно. Дополнительно, при численном моделировании зачастую теряется "физическая" сущность процесса проектирования, так как такая модель дает интегральную картину распределения полей сразу от нескольких эффектов. Это затрудняет или делает невозможным идентификацию парциальных эффектов, необходимую для выбора способа подавления или практического использования конкретного явления. По мнению авторов, оптимальным подходом к проектированию СВЧ пьезоэлементов резонаторов и фильтров на ПАВ является применение более "физических" акустических моделей с использованием аналитических соотношений в их составе для описания тонких эффектов, например, двумерной модели Р-матриц [6, 7] или модели эквивалентных схем [18, 19]. Расчет же ^-параметров более простых узлов и деталей (корпуса, соединительных перемычек, топологии контактных площадок пьезоэлемента и т.д.) для учета влияния электромагнитных эффектов возможно проводить с помощью и численных методов.
Поэтому на втором этапе проектирования для расчета 5-парамсгров пьезоэлемента лестничного фильтра 881 МГц использовалась модифицированная акустическая модель Р-матриц [6,18], дополненная модулем преобразования У-параметров, с которыми обычно оперирует модель Р-матриц, в 5-пара метры [7,19], необходимые для моделирования полного тракта дуплекеерного модуля.
Для дальнейшего расчетов сквозных частотных характеристик по численному методу полного волнового анализа на третьем этапе в модели корпуса были выделены шесть портов на пьезоэлементе, отмеченные на рис. 2а белым цветом и соответствующие шести контактным площадкам 1-6 внутри корпуса, которые соединены перемычками с контактными площадками a-b-с пьезоэлемента, а также два порта Е и В, соответствующие внешним потенциальным контактным площадкам корпуса (рис. 2а). Результатом моделирования корпуса посредством программы HFSS Ansoft явилась матрица5"-параметров с размерностью 8x8, уже включающая электромагнитные эффекты в корпусе.
На четвертом этапе проектирования также с помощью программы HFSS рассчитывались индуктивности дугообразных проволочных перемычек аналогично [9,10,11]. Поскольку в интересуемом диапазоне частот 700-1100 МГц расчетные значения индуктивностей изменялись не более, чем на 2-3%, при дальнейших расчетах использовались эквиваленты с постоянными номиналами.
После проведения этапов 1-4 проектирования, S-пара метры пьезоэлемента из 2D акустической модели Р-матриц и .5'-пар а метры корпуса и перемычек из программы HFSS с помощью симуляторов цепей MicroSim, Evalution 8, - аналога симулятора ADS, объединялись в единый комплект - матрицу ^-параметров уже с размерностью 2x2, описывающую корпусированный пьезоэлсмент (фильтр) с учетом электромагнитных эффектов.
На рис. 3 для сравнения представлены результаты измерений коэффициента передачи S2! фильтра на частоту 881 МГц, проведенных авторами, с расчетами по описанной выше процедуре, а также с полными расчетами этого же фильтра численным методом на основе FDTD [15].
Из рисунка 3 видно, что расчеты по методу FDTD совпадают с измерениями не достаточно хорошо вблизи полосы пропускания и значительно расходятся с экспериментом в широкой полосе частот, где особенно сильно влияют электромагнитные эффекты. Расчеты же по процедуре с применением акустической модели Р-матриц для пьезоэлемента, программы HFSS .тля корпуса и симулятора MicroSim для корпусированного пьезоэлемента, т.е. фильтра в целом, совпадают с экспериментом с более высокой точностью.
Моделирование электромагнитных полей в керамическом корпусе с помощью программы HFSS или аналогичных типа COMSOL Multiphysics, позволяет оптимизировать топологию его проводящих слоев, добиваясь улучшения электромагнитной развязки между соседними потенциальными контактными площадками полосового фильтра или дуплекеерного модуля [9] и спроектировать новый корпус, оптимизированный под конкретное изделие, как это делают крупные фирмы типа Fujitsu-Tayo Yuden, Япония, Epcos-TDK-Qualcomm, Германия, TriQuint - Qorvo, США, Samsung Electronic, [О.Корея, Kyocera, Япония.
-10
-20
ш.зо
R
W -40
•50
•во
-70
Г 1
i 1
Г-- 2 1 / 2 -—
Is \ V У г 1
ч \ / V
VJ V
781.5 781,5 Bat,5 821,5 841,5 SB 1.5 B61.5 901JS 921,5 941,5 9St,5 991,5 1001,5 Частота. МГц
а)
761,5 781,5 8131,5 В?1,5 941,5 861,5 851,5 901,5 921,5 941,5 961,5 931,5 1001,5 Частота, МГц
б)
Рис, 3. Сравнение измерений (1) и расчетов (2) коэффициента
передачи $21 корпусированного фильтра: а-численный метод РОТВ; б—рас четно-аналитический метод Р-матриц + численный НР55
Однако большинство разработчиков фильтров на ПАВ лишены возможности заказать дорогостоящее изготовление нового корпуса для конкретного фильтра и вынуждены обходиться уже имеющимися предложениями промышленности, Поэтому важным этапом проектирования СВЧ фильтров на ПАВ является правильный выбор и тщательное машинное или экспериментальное исследование доступного корпуса. Помочь в таком исследовании может другой подход к проектированию СВЧ фильтров на основе эквивалентных электрических цепей (аналитический Р-матриц + аналитический EEC).
Моделирование по методу эквивалентных
электрических цепей
Данный метод EEC основан на представлении того или иного электромагнитного эффекта в виде эквивалентного сосредоточенного Д£С-элемента, с последующим расчетом 5-пара метр о в резонаторов, пьезоэлемента и фильтра помощью симуляторов электрических цепей, например, SPICE, ADS, MicroSim или другого.
Авторами работы был выбран симулятор MicroSim Design Lab , Evalution S. При этом S-параметры пьезоэлемента рассчитываются по модифицированной акустической модели /^-матриц [6, 7]. С целью удобства пользования, модели для встречно-штыревого преобразователя (ВШП), отражателя, эквивалентного од новходового резонатора и четвертьволнового фазовращателя, часто применяемого в дуплексе-ре, были введены непосредственно в список моделей элементов симулятора электрических цепей MicroSim, В результате созданный комплекс программ позволяет проектировать следующие устройства на ПАВ: одновходовые и двухвходовые резонаторы, лестничные фильтры с электрической связью резонаторов, фильтры с продольной и поперечной акустической связью резонаторов, балансные и балансно-мостовые фильтры.
Если строго подойти к учету каждого электромагнитного эффекта, возникающего в корпусироваином фильтре на ПАВ, то его электрическая схема может содержать несколько десятков соответствующих эквивалентных ÄLC-элементов [13J, что обычно избыточно. Практика проектирования более сотни лестничныхрезонаторных СВЧ фильтров на ПАВ показывает, что рядом электромагнитных эффектов можно пренебречь, например, емкостями между контактными площадками пьезоэлемента и металлической крышкой SMD корпуса при монтаже с проволочными перемычками. При монтаже по технологии "перевернутого кристалла", наоборот, можно пренебречь индуктивности ми шариковых перемычек. Поэтому предварительно следует выделить основные электромагнитные эффекты и затем включить в электрическую схему фильтра соответствующие им эквивалентные RLC-элементы. На рис. 4а,б приведены схема сборки и упрощенная электрическая схема фильтра Rx на частоту 881 МГц с указанием основных эквивалентных /ÍAC-элементов. При этом сопротивления R, отображающие потери в резонаторах, эквивалентных индуктивностях и емкостях и учитывающиеся при расчетах, для простоты изображения на схеме рис. 46 не показаны.
-то ------------1
761,5 781,5 801,5 821,5 811,5 861.5 881,5 901,5 921,5 941.5 961,5 931,5 1001,5 Частота, МГц
Г)
Рис. 4. Фильтр Rx AMPS 881 МГц с учетом электромагнитных эффектов в корпусе SMD 3,0x3,0x1,3 мм, KD-V99D59A: а - схема сборки; б - эквивалентная электрическая схема; в - коэффициент передачи S21, измеренный (1) и рассчитанный без учета электромагнитных эффектов (3); г- коэффициент передачи S2I, измеренный (1) и рассчитанный с учетом электромагнитных эффектов (2) по схеме рис. 46
На схеме рис. 46 и других использованы следующие обозначения: ¿/ -Li ~Lw —индуктивности проволочных перемычек, CIJack-CF_+C2= CB+Cj- сумма емкостей внешних и внутренних контактных площадок корпуса, равная соответственно входной и выходной емкости корпуса, Cçç- Све+С?s -проходная емкость корпуса, R^t -сопротивления проводящих перемычек корпуса, М. ~ взаимные индуктивности проволочных перемычек.
Сравнение расчетов коэффициента передачи S21 фильтра на рис. 3 и 4 показывает, что результаты по методу Р-матриц + EF.C значительно лучше совпадает с результатами измерений по сравнению с методом FDTD [8, 15], а в некоторых деталях лучше и метода Р-матриц + HFSS [9].
Для проведения же одной итерации расчета лестничного фильтра Rx 881 МГц с учетом электромагнитных эффектов по методу Р-матриц + EEC требуется всего 20-25 секунд. Кроме того, по мнению авторов, этот метод более "физичен" и нагляден.
Использование электромагнитных эффектов
для формирования частотных характеристик фильтра
Электромагнитные эффекты можно использовать и в качестве полезного инструмента для формирования заданных частотных характеристик фильтров. В качестве примера на рис. 5а,б показаны схема сборки и эквивалентная электрическая схема фильтра Rx -881 МГц с дополнительными полюсами затухания, необходимыми для подавления сигналов в полосе частот фильтра передатчика Тх 824-849 Ml ц, а также на частотах некоторых соседних систем связи в диапазоне 1200-1500 МГц.
С целью уменьшения взаимного влияния индуктивностей потенциальных Li, L? и соответствующих им заземляющих Li, Ls перемычек, они размещены друг относительно друга под углом, близким к 90 .
Наоборот, для усиления индуктивных связей Мы и потенциальных L,. Li и заземляющей L4 перемычек они размещены практически параллельно и как можно ближе друг к другу, что позволило за счет электромагнитных связей сформировать дополнительный полюс затухания на частоте около 818 МГц, а также обеспечить избирательность более 50 дБ диапазоне частот фильтра передатчика Тх 824-849 МГц (рис. 5в).
Для уменьшения заземляющего индуктивного сопротивления перемычки Lyh'sи L}-L's выполнены сдвоенными, что позволило с использованием проходных емкостей сформировать полюса затухания вблизи частот 1150 и 1450 МГц, тем самым улучшить избирательность с 40 до 50-55 дБ в интервале частот 1000-2000 МГц, т.е на частотах соседнего канала (рис. 5г). Для уточнения положения полюсов затухания применялось варьирование длины перемычек в небольших пределах.
В таблице приведены значения эквивалентных PLC-элементов, уточненные в ходе исследований СВЧ фильтров 600-2000 МГц в SMD корпусах 3,0x3,0 мм [4] и использованные при расчетах.
Частота, ¿.„ , L-HX L„ Ст г Rptul .
МГц нГн I'll: нГн , иФ фф фф нГн пГн Ом
600- 1,0- 1.0- 0,5 0,5 15 30 7,0 0,1 1,0
1200 1,5 1,2
1700- 0,8- 0.8- 0,3 0,3 10 30 5,0 0,1 1,0
2000 1,0 1,0
Г?
4е
а)
Корпус
—
Ci Сь^ ]>
—I— МН I— J-J— м
± Гп
-г—1 1еТ Р-Ц»1
7 4 J Т
» ¿(Ai
5(В>
Выход
6)
( ' л
1
4 \ / 2
\ SV J \ /
V, Л 1 1
701,5 761,5 901,5 021.5 541,5 Kl,5 891,5 001,5 021,5 Ml,5 «1,5 981,5 1001,5 Частота, МГц
В)
1 / 1
/г / 11
fv \ î У V 3
3 \ Vi
Î 1 А/
500 600 900 1200 1500 1800 2100 2400 2700 5000 Частота. МГц
Рис. 5. Фильтр Rx AMPS 881 МГц с дополнительными полюсами
затухания в корпусе SMD 3,0x3,0x1,3 мм: л—схема сборки; б - эквивалентная электрическая схема; в - коэффициент передачи S2J, измеренный (1) и рассчитанный с учетом электромагнитных эффектов (2) по схеме рис. 66; г - коэффициент передачи S21, измеренный (1) и рассчитанный с учетом (2) и без учета (3) электромагнитных эффектов в сравнении со спецификацией (4)
При этом фазовращатель, необходимый для взаимной электрической развязки фильтра Тх и фильтра Rx, был выполнен в виде меандровой индуктивности и встроен в основание корпуса. Как видно из рис. 7г, частотные характеристики (1,2,3) дуплексерного модуля полностью соответствуют спецификации (4).
Заключение
Электромагнитные эффекты в корпусах и пьезоэлементах оказывают существенное влияние на сквозные частотные характеристики СВЧ лестничных фильтров на ПАВ в полосе пропускания и особенно в полосе заграждения. Некоторые электромагнитные эффекты можно использовать в качестве полезных для формирования требуемого вида частотных характеристик СВЧ фильтров.
На примере фильтров Тх 836 МГц и Rx 881 МГц дуплексерного модуля для радиотелефонов стандарта AMPS продемонстрированы приемы формирования несимметричных частотных характеристик с дополнительными полюсами затухания путем варьирования количества, длины и взаимного расположения проволочных перемычек корпуса, а также взаимного расположения резонаторов на пьезоэлементе.
Несмотря на интенсивно развивающиеся численные методы анализа акустических и электромагнитных полей в корпусированных фильтрах на ПАВ, аналитические методы идентификации и моделирования электромагнитных эффектов не только продолжают оставаться актуальными, но и сохраняют свои преимущества в скорости и точности расчетов. Применение численных методов представляется целесообразным для моделирования электромагнитных полей в более простых объектах: корпусах, перемычках, топологиях контактных площадок пьезоэлементов, коммутационных платах и т.д. С разработкой более точных численных моделей и более скоростных методов расчета возможна частичная замена ими используемых акустических моделей, учитывающих тонкие физические эффекты.
Литература
1. Takai Т. and other. Investigation on Design Technologies for SAW Quad ra plexer with Narrow Duplexer Cap / !EEE 2016 MTT-S International Microwave Symposium Proc,, pp. 234-237.
2. Solal M. and other. Some Recent Advances in SAW Duplcxers and PA Duplexers Modules / Proc, of 2007 International Symposium on Acoustic Wave Devices lor Future Mobile Communication Systems Proc. Chiba University, Japan, pp. 131-137.
3. Орлов B.C. Лестничные резонаторные фильтры на ПАВ для приемников навигационных систем II T-Comm: Телекоммуникация и транспорт. №5. 2016. С. 8-16.
4. Орлов B.C., Русаков A.N. Анализ электромагнитных эффектов в реюнаторных фильтрах на поверхностных акустических волнах //Т-СОММ: Телекоммуникация и транспорт, No5, 2018. С. 8-21,
5. Зеленка И. Пьезоэлектрические резонаторы на объемных и поверхностных акустических волнах. М.: МИР, 1990. 584 с.
6. Rusakov А. N.. Orlov V.S., Chao В. and Lee V. Application of Modified P-Matrix Model to the Simulation of Radio Frequency LSAW Filters / IEEE 2001 Ultrasonics Symposium Proc., pp.7-11.
7. Rusakov A.N. Modified P-Matrix Model and it's Implementation for Design of SAW Resonator Filter / IEEE 2004 Ultrasonics Symposium Proc., pp.85-89.
8. Lin S., Lin K. and other. Full Wave Simulation of SAW Filter Package and SAW Pattern inside Package / IEEE 2003 Ultrasonics Symposium Proc., pp. 2089-2092.
9. Dong H., IVu Т., Cheema K.. Abbot B. and other. Design of Miniaturized RF SAW Duplexer Package / IEEE 2004 Ultrasonics Symposium Proc., pp. 848-857.
10. Alain M. HFSS lor ECAD: Package Modeling, MM1C and online Extraction. Ansoft Corporation, 2010. 36 p.
11. Mineyoshi S.. Kawachi O., Ueda M and other. Analysis and Optimal SAW Ladder Filter Design Including Bonding Wire and Package Impedance / IEEE 1997 Ultrasonics Symposium Proc., pp. 175-178.
12. Yatsuda H. Modeling of Parasitic Effects for Flip-Chip SAW Filters//IEEE 1997 Ultrasonics Symposium Proc., pp. 143-146.
13 Caron J.. Malocha S. Electrical Parasitic in SAW RF Filters Modeling / IEEE 2002 Ultrasonics Symposium Proc., pp. 348-351.
14. Solal M. and other. FEM/BEM Analysis for SAW devices / Proc. of 2004 International Symposium Acoustic Wave Devices for Future Mobile Communication System. Chiba University, Japan, pp. 185-202.
15. Lin K.Y. and other. A Study of Crosstalk Effects on the Packaged SAW by the FDTD Method II IEEE Transaction on Ultrasonics, Ferroelectric and Frequency Control, v.52, No.3, 2005, pp. 445-454.
16. Namdeo A, Extraction of Electrical Equivalent Circuit Parameters of One Port SAW Resonator using FEM based Simulation / Proc. of the 2015 COMSOL Conference in Pune, pp. 18-22.
17. Plessky V.. Yantchev V. COMSOL Muliiphysics® Software for Modeling STW Devices / Proc. of the 2015 COMSOL Conference in Punc., pp. 23-28.
18. Chvets V.B.. Orlov V.S., Rusakov A.N., Schwarz A.L. Design of Narrow-Band Transversal Coupled and Balanced Bridge Resonator Filters Using Equivalent Circuit and P-Matrix Models / !EEE 2000 Ultrasonics Symposium Proc., pp. 79-82.
19. Орлов B.C. Модифицированная модель эквивалентных схем лля проектирования устройств на поверхностных акустических волнах.. 2002 г.,-64 с. Официальный сайт www.saw-filters.ru Лаборатории акустоэлектронных фильтров МТУ СИ. Раздел "ОБЗОРЫ И ИССЛЕДОВАНИЯ". [Электронный ресурс]. Режим доступа: himl://saw-filters/ свободный (дата обращения: 18.12.2017 г.
DESIGN FEATURES OF LADDER RESONATOR FILTERS ON SURFACE ACOUSTIC WAVES FOR DUPLEXER MODULES OF MOBILE COMMUNICATION SYSTEMS
Victor S. Orlov, Moscow Technical University of Communication and Informatics, Moscow, Russia, filtrov-pav@yandex.ru Anatoly N. Rusakov, Moscow Technical University of Communication and Informatics, Moscow, Russia, filtrov-pav@yandex.ru
Abstract
Requirements to electrical parameters of filters for duplexer modules of mobile communication systems are specific and are different compare with requirements to convenient passband filters [1]. For example, filter Tx for transmitter shall have insertion loss no more 1.5-2.0 dB, selectivity no less 40-45 dB in band of receiver and no less 25-35 dB on harmonics frequencies of transmitter. Additionally, filter Tx shall guarantee minimum nonlinear distortions. Filter Rx for receiver, at first, shall have high selectivity no less 45-55 dB in band of transmitter and the second, no less 35-40 dB on frequencies of neighbor communication channel. Кроме того, filters for transmitter and receiver shall have high mutual electrical isolation 40-55 dB and shall work in wide temperature range from -40 to +85oC. As result, frequency responses of filters Rx and Tx shall be with asymmetrical form and have steep mutually adjacent slopes because of small difference between positions of Rx and Tx frequency bands. Besides, filters Rx and Tx shall have additional poles of attenuation at frequencies of unwonted neighbor channels. Filters on surface acoustic waves (SAW) have vary small sizes and good temperature stability and other definite preferences. Therefore UHF ladder resonators filters on SAW are widely used in duplexer modules [2]. But ladder resonator filters on SAW are very sensitive to electromagnetic effects in used package and on surface of piezoelement. It is show, that few electromagnetic effects are useful to obtain specified asymmetrical frequency responses with additional attenuation poles. Such responses are used to satisfy requirements for duplexer modules of mobile communication systems. Two ways of analysis of electromagnetic effects and their mutual influence in UHF SAW filters are compared. The first , numerical, uses of the finite element method. The second, analytical, uses the equivalent electrical circuit. It is show, that the analytical method may be more accuracy and requests more limited resources of calculation. The comparison of these two analysis methods was made using examples of transmitter filter Tx 836 MHz and receiver filter Rx 881 MHz for duplexer module of phone AMPS standard. It is show, that analytical method allows to study partial effects with higher accuracy. Simulation and experimental results have good agreement.
Keywords: transmitter and receiver filters, duplexer module, surface acoustic waves, electromagnetic effects, package, resonator, piezoelemen, bonding wire. References
1. Takai T. and other. (2016). Investigation on Design Technologies for SAW Quadraplexer with Narrow Duplexer Gap. IEEE 2016 MTT-S International Microwave Symposium Proc., pp. 234-237.
2. Solal M. and other. (2007). Some Recent Advances in SAW Duplexers and PA Duplexers Modules. Proc. of 2007 International Symposium on Acoustic Wave Devices for Future Mobile Communication Systems Proc. Chiba University, Japan, pp. 131-137.
3. Orlov V.S. (2016). The Ladder Resonator Filters on Surface Acoustic Waves for Receivers of Navigation Systems. T-Comm. No.5, pp. 8-16.
4. Orlov V.S., Rusakov A.N. (2018). Analysis of Electromagnetic Effects in UHF Ladder Resonator Filters on Surface Acoustic Waves. T-Comm. No.4, pp. 8-18.
5. Zelenka I. (1990). Piezoelectric Resonators on Bulk and Surface Acoustic Waves. Moscow: Mir. 584 p.
6. Rusakov A.N., Orlov V.S., Chao B. and Lee V. (2001). Application of Modified P-Matrix Model to the Simulation of Radio Frequency LSAW Filters. IEEE 2001 Ultrasonics Symposium Proc., pp. 7-11.
7 Rusakov A.N. (2004). Modified P-Matrix Model and it's Implementation for Design of SAW Resonator Filter. IEEE 2004 Ultrasonics Symposium Proc., pp. 85-89.
8. Lin S., Lin K. and other. (2003). Full Wave Simulation of SAW Filter Package and SAW Pattern inside Package. IEEE 2003 Ultrasonics Symposium Proc., pp. 2089-2092.
9. Dong H., Wu T., Cheema K., Abbot B. and other. (2004). Design of Miniaturized RF SAW Duplexer Package. IEEE 2004 Ultrasonics Symposium Proc., pp. 848-857.
10. Alain M. (2010). HFSS for ECAD: Package Modeling, MMIC and on-line Extraction. Ansoft Corporation. 36 p.
1 1. Mineyoshi S., Kawachi O., Ueda M. and other. (1997). Analysis and Optimal SAW Ladder Filter Design Including Bonding Wire and Package Impedance. IEEE 1997 Ultrasonics Symposium Proc., pp. 175-178.
12. Yatsuda H. (1997). Modeling of Parasitic Effects for Flip-Chip SAW Filters. IEEE 1997 Ultrasonics Symposium Proc., pp. 143-146. 13 Caron J., Maloha S. (2002). Electrical Parasitic in SAW RF Filters Modeling. IEEE 2002 Ultrasonics Symposium Proc., pp. 348-351.
14. Solal M. and other. (2004). FEM/BEM Analysis for SAW devices. Proc. of 2004 International Symposium Acoustic Wave Devices for Future Mobile Communication System. Chiba University, Japan, pp. 185-202.
15. Lin K.Y. and other. (2005). A Study of Crosstalk Effects on the Packaged SAW by the FDTD Method. IEEE Transaction on Ultrasonics, Ferroelectric and Frequency Control, v.52, No.3, pp. 445-454.
16. Namdeo A. (2015). Extraction of Electrical Equivalent Circuit Parameters of One Port SAW Resonator using FEM based Simulation. Proc. of the 2015 COMSOL Conference in Pune, pp. 18-22.
17. Plessky V., Yantchev V. (2015). COMSOL Multiphysics® Software for Modeling STW Devices. Proc. of the 2015 COMSOL Conference in Pune, pp. 23-28.
18. Chvets V.B., Orlov V.S., Rusakov A.N, Schwarz A.L. (2000). Design of Narrow-Band Transversal Coupled and Balanced Bridge Resonator Filters Using Equivalent Circuit and P-Matrix Models. IEEE 2000 Ultrasonics Symposium Proc., pp. 79-82.
19. Orlov V.S. (2017). Modified Equivalent Circuits Model for SAW Devices Design. 2002, 64 p. Official site www.saw-filters.ru of MTUCI SAW Filters Laboratory. [Free Electronic Recourse ]. Charter "Reviews and Investigations". Access conditions: html://saw-filters.ru / Free (Date of communication: 2017.12.20.)
Information about authors:
Victor S. Orlov, Doctor of Sciences, Principal Research Scientist, Moscow Technical University of Communication and Informatics, Moscow, Russia Anatoly N. Rusakov, leading engineer, Moscow Technical University of Communication and Informatics, Moscow, Russia
