CC BY
57
АНАЛИЗ ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫХ ЭФФЕКТОВ В СВЧ РЕЗОНАТОРНЫХ ЛЕСТНИчНЫХ ФИЛЬТРАХ НА ПОВЕРХНОСТНЫХ АКУСТИчЕСКИХ ВОЛНАХ
Орлов Виктор Семенович,
МТУСИ, Москва, Россия, filtrov-pav@yandex.ru
Русаков Анатолий Николаевич,
МТУСИ, Москва, Россия
DOI 10.24411/2072-8735-2018-10081
Ключевые слова: фильтры на поверхностных акустических волнах, резонатор, пьезоэлемент, проволочная перемычка, корпус, электромагнитные эффекты, электрическая эквивалентная схема.
СВЧ резонаторный фильтр на поверхностных акустических волнах (ПАВ) является комплексным объектом, электрические параметры которого определяются совокупностью акустических явлений в резонаторах и электромагнитными эффектами, в используемом корпусе фильтра [1, 5, 6, 7]. В результате частотные характеристики СВЧ фильтра на ПАВ сильно зависят от паразитных элементов ( переходных сопротивлений, индуктивностей, емкостей, взаимосвязей между ними и т.д.) как самого пьезоэлемента, объединяющего топологические схемы резонаторов, так и корпуса, в котором пьезоэлемент установлен, а также проволочных или шариковых перемычек, соединяющих пьезоэлемент с корпусом. С ростом рабочих частот и, как следствие, уменьшением габаритов фильтра, резко усиливается влияние электромагнитных эффектов и их игнорирование при проектировании зачастую приводит к катастрофическим результатам. При этом влияние перемычек, соединяющих пьезоэлемент с корпусом, и заземляющих шин корпуса становится настолько велико, что они играют роль самостоятельных элементов в эквивалентной электрической схеме СВЧ фильтра, таких же, как непосредственно акустические резонаторы. Поэтому уже на первых этапах проектирования электромагнитные эффекты в пьезоэлементе и корпусе СВЧ фильтра на ПАВ должны быть включены в его полную макромодель, чтобы на последующих этапах проектирования либо минимизировать тот или иной эффект, либо, наоборот, использовать этот эффект для формирования требуемых характеристик.
В статье приводится классификация электромагнитных эффектов, возникающих в СВЧ ре-зонаторных фильтрах на ПАВ, размещенных в керамических корпусах типа Surface Mounted Device (SMD). Показано, что электромагнитных эффектов могут быть условно разделены на четыре группы: в пьезоэлементе фильтра; в керамическом корпусе фильтра; эффекты, связанные с проволочными или шариковыми перемычками; эффекты в измерительном устройстве или коммутационной плате аппаратуры. Сравниваются одномерная, двухмерная и трехмерная модели, описывающие электромагнитные эффекты. Для анализа влияние электромагнитных эффектов в широкой полосе частот предложено использовать модель эквивалентных схем, в соответствии с которой паразитные эффекты описываются эквивалентными RLC-элементами. В качестве примера исследовано влияние емкостей корпуса, индуктивностей и сопротивлений проволочных перемычек, емкостных и индуктивных связей в лестничном фильтре стандарта связи PCN на 1842 МГц, размещенном в корпусе SMD 3,0х3,0х1,3 мм. Анализ влияния взаимных индуктивных и емкостных связей между двумя фильтрами, расположенных на общей подложке в одном корпусе SMD 3,8х3,8х1,4 мм, выполнен для двухстандартного фильтра GSM 947 МГц - PCN 1842 МГц. Результаты расчетов по модели эквивалентных схем с высокой точностью совпадают с экспериментами.
Информация об авторах:
Орлов Виктор Семенович, д.т.н., главный научный сотрудник, МТУСИ, Москва, Россия
Русаков Анатолий Николаевич, ведущий инженер, МТУСИ, Москва, Россия
Для цитирования:
Орлов В.С., Русаков А.Н. Анализ электромагнитных эффектов в СВЧ резонаторных лестничных фильтрах на поверхностных акустических волнах // T-Comm: Телекоммуникации и транспорт. 2018. Том 12. №5. С. 8-21.
For citation:
Orlov V.S., Rusakov A.N. (2018). Analysis of electromagnetic effects in uhf ladder resonator filters on surface acoustic waves. T-Comm, vol. 12, no.5, pр. 8-21. (in Russian)
1. Классификация электромагнитных эффектов
в СВЧ фильтра на ПАВ
Частотная (акустическая) характеристика резонатора на ПАВ является результатом векторного сложения рабочих и побочных мод колебаний акустических волн, возбуждающихся, распространяющихся и отражающихся в элементах акустического тракта: встречно-штыревых преобразователях (ВШП), отражателях (ОР), акустических волноводах и т. д. ¡1-4|, и преобразующихся в электрический сигнал. В свою очередь, частотная (электрическая) характеристика бес корпусного фильтра на ПАВ (или пьезоэлемента), определяется его топологической схемой: типами, конструкциями, количеством резонаторов, видами связей (акустических или электрических) между резонаторами и т. д.
Перечисленные выше эффекты возбуждения, распространения и отражения акустических волн, формирующие частотную характеристику резонаторов и резонаторного фильтра lia ПАВ, обычно называют эффектами первого порядка [1, 8]. Для повышения точности проектирования, акустическая модель фильтра должна учитывать также и основные эффекты второго порядка [2, 3, 4, 8], влияющие на частотные характеристики резонатора на ПАВ: возбуждение паразитных мод оттекающих и объемных воли, возбуждение поперечных мод, потери на распространение ПАВ в пьезоэлектрической подложке, потери на рассеяние энергии в электродах, краевые эффекты в преобразователях и отражателях, дифракцию ПАВ, рассеяние ПАВ на шероховатостях поверхности подложки и т.д. Несмотря на их важность, электромагнитные эффекты в СВЧ фильтрах на ПАВ также относят к эффектам второго порядка.
Электромагнитные эффекты в СВЧ резонаторных фильтрах на ПАВ, использующих керамические корпуса для монтажа на поверхность типа SMD (Surface Mounted Device), можно условно разделить на четыре группы.
Первая группа электромагнитных эффектов связана со структурой элементов акустического тракта резонаторов (преобразователей, отражателей, волноводов) и с конструктивными элементами топологической схемы фильтра (сигнальными и заземляющими суммирующими шинами, экранами, контактными шинами, контактными площадками и т.д.). К первой группе паразитных элементов можно отнести следующие:
- емкости между сигнальными контактными шинами, сигнальными контактными площадками и металлической крышкой корпуса;
- проходные емкости между входными и выходными сигнальными контактными шинами и контактными площадками преобразователей;
- взаимные емкости между сигнальными и заземляющими контактными шинами и контактными площадками преобразователя;
- высокочастотные и резистивпые потери в суммирующих шинах преобразователей и контактных шинах и т.д.
Вторая группа электромагнитных эффектов определяется конструкцией планарного керамического корпуса. К основным эффектам второй группы можно отнести следующие:
- емкости между входными/выходными выводами снаружи корпуса и заземленным основанием корпуса;
- емкости между входными/выходными контактными площадками внутри корпуса и общим заземленным основанием корпуса;
- индуктивности и сопротивления соединительных проводников между сигнальными контактными площадками внутри корпуса и кон тактами снаружи корпуса;
- индуктивности и сопротивления соединительных проводников между общим заземленным основанием корпуса и контактными площадками корпуса, между контактными площадками внутри корпуса и заземленными контактами Снаружи корпуса;
- проходные емкости между входными и выходными контактными площадками и выводами.
Третья группа электромагнитных эффектов связана с конструкцией, геометрическими размерами, формой и взаимным расположением проволочных или шариковых перемычек. К ней относятся следующие:
- взаимные емкос ти между сигнальными и заземляющими соединительными перемычками;
- индуктивности соединительных перемычек;
- взаимные индуктивности и емкости между сигнальными и заземляющими соединительными перемычками;
- высокочастотные и резистивпые потери в перемычках, в точках соединения перемычек и контактных площадок и т.д.
К этой же третьей группе можно отнести и эффекты, возникающие в результате электромагнитного взаимодействия между конструкционными элементами индивидуального корпуса и конструкционными элементами пьезоэлемента, а также между конструкционными элементами пьезоэлемен-тов и проволочными перемычками двух и более резонаторных фильтров, размещенных на одной или нескольких подложках в общем корпусе дуилексерного модуля [5] или многостандартного фильтра [9].
Четвертую группу образуют электромагнитные эффекты, возникающие в коммутационной плате аппаратуры, в которой фильтр на ПАВ используется, а также в контактных измерительных устройствах при тестировании фильтров: индуктивности и сопротивления общих заземляющих шин; индуктивности, емкости и сопротивления разъёмов, полос-ков ых или аксиальных волноводов; взаимные электромагнитные связи деталей разъёмов, полосковых или аксиальных волноводов, конструкционных деталей измерительных устройств и т.д.
Электромагнитные эффекты приводят к увеличению вносимых потерь и искажениям формы частотных характеристик (АЧХ и Г'ВЗ) фильтра па ПАВ в полосе пропускания, перекосу скатов характеристик в переходных областях, появлению дополнительных полюсов и инков затухания в полосах заграждения и, самое главное, к ухудшению избирательности фильтра в широком диапазоне частот на 15-20 дБ и более [1, 6, 7].
В плапарных корпусах типа LTCC 3,0x3,0 мм наиболее сильно влияют паразитные индуктивности проволочных перемычек и индуктивная связь между ними, а также проходные емкости и сопротивления заземляющих шин. В мини-корпусах типа CSSP 2,0x1,6 мм с перевернутым кристаллом и шариковыми перемычками на первый план выходит влияние паразитных емкостей между контактными площадками пьезоэлемента и проводниками в слоях основания корпуса [6, 7].
Для обеспечения требуемого затухания не хуже 45-55 дБ в полосе заграждения обычно используются два звена (или 4 условных резонатора) в LCRF и TCRF, и не менее 6-8 одновходовых резонаторов в LDRF [10].
Поскольку в LDRF паразитные емкости, паразитные индуктивности и сопротивления перемычек и заземляющих проводников воздействуют на каждый одновходовый резонатор, смещая их частоты последовательного и параллельного резонансов и по разному изменяя потери (добротности) на этих частотах, лестничные фильтры с электрической связью резонаторов [2, 7, 10] оказываются наиболее чувствительными к влиянию паразитных электромагнитных эффектов по сравнению с фильтрами на акустически связанных резонаторах типа LCRF [3, 6] или TCRF [4, 11]. Поэтому в настоящей работе будут рассматриваться только лестничные резонаторные фильтры.
Исходя из обоснованной выше важности влияния электромагнитных эффектов видно, что макромодель, используемая при проектировании фильтра на ПАВ, а также ее составляющие (соответственно, модели для резонатора, ньезо-элемента, корпуса, соединительных перемычек внутри корпуса, коммутационной печатной платы аппаратуры или измерительного контактного устройства), должны обеспечивать следующие возможности :
- определить электромагнитные эффекты, наиболее сильно влияющие на частотные характеристики фильтров на ПАВ ;
- корректно объединить или исключить часть эффектов для упрощения задачи анализа;
- оптимизировать конструкцию филыра, т.е. найти способы подавления или, наоборот, полезного использования выделенных электромагнитных эффектов или, в крайнем случае, наиболее полно учесть влияние того или иного эффекта на сквозные частотные характеристики фильтра.
2. Модели резонаторов и фильтров на ПАВ
Для анализа СВЧ резонаторов на ПАВ наиболее часто используются следующие модели: одномерная электрическая модель виде эквивалент!юй схемы пьезоэлектрического резонатора как контура с последовательной и параллельной ветвями [3J, наиболее точная двумерная акустическая модель Р-матриц, позволяющая на основе уравнений связанных мод, бегущих в прямом и обратном направлениях, вычислить сложный комплексный импеданс резонатора па ПАВ [2,12,13], и трехмерная численная модель на основе метода конечных элементов [5, 14, 15J, В одномерной модели резонатора как контура на рис. 2 элементы Ls, Cs, R$ отображают соответственно динамические индуктивность, емкость и сопротивление резонатора, Cj~ его статическую емкость, Rq - потери в резонаторе.
В работах [12, 13] показана высокая степень совпадения результатов расчета характеристик резонаторов и фильтров на ПАВ по одномерной электрической модели и по двумерной акустической моделям вблизи резонансных частот. При этом совпадение наблюдается для материалов подложек как из слабых пьезоэлектриков типа кварца, гак и из сильных пьезоэлетриков типа ниобата лития и танталата лития. I 1ри-мер расчетов по одномерной и двумерной моделям для од-новходового резонатора с частотой 567 МГц на кварце
yxl/34° представлен на рис. 2, а пример расчета для резонаторов лестничного фильтра CDMA Тх 836 МГ ц на танталате лития ух 1/42° показан на рис.3. Оба устройства были размещены в корпусе SMD 3,0x3,0 мм с проволочными перемычками.
а)
о.а --------
-до.о
•15.0
-го. о
Ш 1
- -25. О Н
СМ /
</> й
-ЗО.О-----//Я----
-39.0--4-М----
- 40 , О / /
-45.0
564,0 365.0 366.0 567,0 568.О 369.0
Частот«, МГц
б)
Рис. 2. Сравнение одномерной и двумерной моделей согласованного одновходового резонатора на кварце: а - представление резонатора на ПАВ эквивалентной схемой контура с потерями; б - расчет коэффициента передачи 52! по одномерной модели ()) и двумерной модели /'-матриц (2), эксперимент (3)
Поэтому при анализе влияния электромагнитных эффектов на характеристики резонаторов и фильтров в вблизи полосы пропускания в настоящей работе использовалась двумерная акустическая модель Р-матриц [ 12, 13]. Для расчетов же характеристик в широком частотном диапазоне, где определяющим является влияние электромагнитных эффектов, а влияние акустических эффектов минимально, применялась одномерная электрическая модель пьезоэлектрического резонатора [2, 3, 7]. 11ри этом в одномерной модели тот или иной электромагнитный эффект представлялся в виде эквивалентного сосредоточенного элемента электрической цепи: сопротивления, индуктивности, емкости, взаимной индуктивности или емкости, линии передачи и т.д. [3,4, 5].
INCLUDE Ladder.™ PARAMETERS: (LI = 1.5 ПН
Resonator i Resonator 3 Resonators Resonator? le
T*S22 Resonaloi 4 |—\ TxPl
RLC1
RLC3
RLC4
RLC5
W—I--1-WW-1-1-VW—|--1-vw-j-^-v-^L.
50%
C32 0 7pf 504b
50%
Ч-П
V
k Í
R12 SO
10
-20
% 30
-40
■«0
■70
7W 775
050 875 000 925 Частота, МГц
950 975 1000
Рнс. 3. Сравнение моделей расчета лестничного резонаторного фильтра CDMA Тх 836 Ml ц на тан тал are лития: а - схема с резонаторами, рассчитанными по акустической модели Р-матриц; б - представление резонаторов фильтра эквивалентной схемой кон тура с потерями; в - расчет коэффициента передачи S21 фильтра по одномерной (1) и двумерной модели Р-матриц (2)
Частотные характеристики резонаторов и фильтров на ПАВ рассчитывались с помощью симулятора электрических цепей MicroSim Design Lab, Evalmion 8, библиотека моделей которого была дополнена моделями одноходового и двух-входового резонаторов на ПАВ, моделями лестничных и балансно-мостовых фильтров на резонаторах с электрической связью, фильтров на резонаторах с продольной и поперечной акустической связью, а также модулями расчета S-параметров перечисленных устройств [12, 13]. Вид эквивалентных схем фильтра на рис. За,б и других ниже соответствует виду, необходимому для расчетов его характеристик в среде симулятора MicroSim Design Lab.
Трехмерная модель резонаторов и фильтров [5, 14. 15] не применялась ввиду невозможности выделения из нее влияния конкретного акустическою или электромагнитного эффекта для его последующего анализа и необходимости привлечения очень больших вычислительных ресурсов .
3. Основные параметры топологических схем
анализируемых фильтров
Оба анализируемых лестничных фильтра CDMA Тх 836 МГц и PCN-Rx 1842 МГц имели одинаковую схему и содержали по два Т-образных резонаториых звена. Топологические схемы пьезоэлементов фильтров, включая преобразователи и отражатели резонаторов, а также суммирующие шины и контактные площадки, были сформированы из алюминиевой пленки толщиной 4500 А для фильтра 836 МГц и 2600 А для фильтра 1842 МГц на подложках из таиталата лития срезаухУ42 с относительной диэлектрической проницаемостью 48,8. Пьезоэлементы фильтров размещались в индивидуальных корпусах типа SMD с габаритами 3.0x3,0x1,3 мм широко используемой модели KD-V99D59A фирмы KYOŒRA, Япония.
Корпуса изготавливались из керамики с относительной диэлектрической проницаемостью, равной 8,6. Пьезоэлементы фильтров соединялись с контактными площадками корпусов дугообразными перемычками из золотой проволоки диаметром 30 мкм.
При этом фильтр Тх 836 МГц использовался только для сравнение расчета резонаторов по одномерной электрической и двумерной акустической моделям. Детальный же анализ влияния электромагнитных эффектов проводился на примере более высокочастотного фильтра Rx PCN 1842 МГц. Электрическая схема фильтра 1842 МГц, схема сборки его пьезоэлемента в корпус SMD 3,0x3,0x1,3 мм, KP-V99D59A, KYOCERA, Япония, и расчетные характеристики коэффициента передачи S21 без учета электромагнитных эффектов представлены на рис. 4а-г, а в таблице 1 приведены основные конструкционные параметры использованных резонаторов фильтра 1842 МГц.
Из рисунка 4i' видно, что коэффициент передачи 52/ фильтра Rx PCN 1842 МГц имеет два полюса затухания на частотах около/^ = 1770 МГц и F1 -1930 МГц. Положение па оси частот первого полюса определяется частотами f,!1'1 резонанса параллельных резонаторов R2 и Rh, а положение второго полюса - частотами fjs> антирезонанса последовательных резонаторов R{, R3, Rj, Rf [2,7],
Минимальное затухание a =26 дБ в полосе заграждения
определяется отношением СтР'/Ст'л> статических емкостей параллельных и последовательных резонаторов [2, 7].
(S)
m
HD),
т
к □
I
ь,
-SJO
1772 1795 181,1 183S 1856 107? 1ЙЭЙ Частота . МГц
8)
1
1450 1520 1590 1880 1750 1800 1870 1910 2010 JOSO 2150 Частота. МГц
Рис. 4. Фильтр РСЫ 1842 МГц без учета электромагнитных эффектов: а - электрическая схема; б - схема сборки; в, г — расчетный коэффициент передачи 52/
Таблица 1
Основные конструкционные параметры резонаторов и топологической схемы фильтра 1842 МГц
Размеры пьезоэлемента фильтра: Индивидуальный фильтр - 1,5x2,0 мм Дву хстандартны й фильтр - 3,0x2,0 мм
Размеры активной области; 0,765x1.5 мм
Размеры сигнальной и заземляющей контактных площадок: 0,25x0,2 мм - сигнал 0,25x0,4 мм - земля
Апертура последовательных резонаторов /?5 Ws = 30 мкм
Апертура параллельных резонаторов /?,, Яь Wp= 45 мкм
Число электродов в каждом ВШП резонаторов N[dt= 240
Число электродов в каждой отражательной решетке резонаторов Nrc;=50
Шаг электродов в резонаторах я,, 1,038 мкм
Шаг электродов в резонаторах Л,, 1,032 мкм
Шаг электродов в резонаторах Я,, 1,08 мкм
Толщина А1 пленки 0,26 мкм
Эффективная скорость в иТаОз, ух1/42 срез 3970 м/с
4. Влияние электромагнитных эффектов
на характеристики резонаторов
Как уже указывалось, для описания того или иного электромагнитного эффекта в настоящей работе использовалось его представление в виде эквивалентного дискретного ШС-элемента. Влияние внешних ЙЬС-элементов на характеристики пьезоэлектрических резонаторов, описываемых эквивалентной схемой контура с потерями, достаточно хорошо изучено, например в [16]. Поэтому здесь мы ограничимся лишь перечислением результатов такого влияния:
- параллельная емкость понижает частоту параллельного резонанса (антирезонанса) и сужает резонансный промежуток ДГ = — /г, частота последовательного резонанса не изменяется;
- последовательная емкость повышает частоту последовательного резонанса / и сужает резонансный промежуток
А/' = /ц - /г, частота /_ параллельного резонанса остается
неизменной;
- параллельная индуктивность повышает частоту /а параллельного резонанса и расширяет резонансный промежуток, частота fг последовательного резонанса не изменяется, но при этом возникает дополнительный резонанс на частоте /г1 ниже частоты /г;
- последовательная индуктивность понижает частоту /г последовательного резонанса и расширяет резонансный промежуток, частота ^ параллельного резонанса не изменяется, но при этом может возникнуть дополнительный резонанс на частоте /ц' выше частоты /а;
- параллельное Яц или последовательное Яч сопротивления ухудшают добротность резонатора на частотах обоих резонансов /г и /, что увеличивает вносимые потери фильтра;
- с увеличением соотношения Ст'г'/Ст'3' между статическими емкостями параллельного С/л и последовательного
резонаторов растет затухание в полосе заграждения лестничного фильтра.
Частотные характеристики лестничного фильтра изменяются в результате одновременного влияния сразу нескольких электромагнитных эффектов на каждый из резонаторов, входящий в его состав. Чтобы оценить вклад каждою из эффектов, далее шаг за шагом анализируемый эффект будет выделяться, а влияние других эффектов при этом будет минимизироваться или исключаться.
а)
PflFflbtETEPS.
L_w 1 nH R i J - I Ohm
IjM tcH 0 3pF
, Корпус
Пьсзоэлемснт
Rl
SO Ohm
С)
] ICJK»
R3
Input (R_fad|
Г55
RS £
MOhm ?
2V (Î)
6)
Рис. 5, Фильтр [Ъ: РСМ 1842 МГц с учетом основных электромагнитных эффектов: а - схема сборки; б - электрическая схема с учетом индуктивкостей перемычек и емкостей корпуса для расчетов в М[сгоХ1т
На рисунке 5а показана схема сборки пьезоэлемепта фильтра 1842 МГц в корпусе SMD 3,0x3,0x1,3 мм (модель KD-V97034, KYOCERA, Япония), с учетом возникающих при этом основных электромагнитных эффектов, отображаемых эквивалентными RLC ¿элементами, а на рис.56 приведена схема фильтра, модифицированная для расчета влияния некоторых из них (индуктивностей перемычек, емкостей корпуса, емкостных связей и т.д.) в среде симулятора Mi-с го S im Design Lab.
В таблице 2 приведены значения эквивалентных RLC-элементов, уточненные в ходе исследований различных СВЧ фильтров на 600-2000 МГц в корпусах SMD 3,0x3,0 мм и SMD 3,8x3,8 мм [7, 10, 12] и использованные при расчетах. Начальными приближениями для значений этих элементов могут служить величины 0^=0,3 пФ и Rptll) = 1,0 Ом для корпуса и погонная индуктивность проволочной перемычки ¿'„,=1 нГн/мм.
Таблица 2
Значения эквивалентных /fiC-элементов, используемые при расчетах
Частота, ¿.-h'i • L„ Сsgt M» ■ßyxui
МГц пГн нГп нГн пФ фф фф пГн пГн Ом
600-1200 1,0-1,5 1.0-1,2 0,5 0.5 15 30 7,0 0,1 1.0
¡700-2000 0,8-1.0 0,8-1,0 0,3 0,3 10 30 5,0 0.1 1,0
На частотах свыше 2500-3000 МГц начинают сильно сказываться электромагнитные эффекты в измерительном устройстве, подробный анализ влияния которых выходит за рамки настоящей работы.
5. Влияние электромагнитных эффектов на \зрактеристики фильтров
5.1. Влияние индуктивностей и сопротивлений перемычек, емкостей корпуса
Для обеспечения требуемой избирательности фильтра емкости СТ'Р> параллельных резонаторов обычно в несколько раз превышают емкости Сг последовательных резонаторов { рис.6а). Поэтому влияние индуктивностей проволочных перемычек, подключаемых к последовательным Я, или к параллельным R2, резонаторам, на
частотную характеристику лестничного фильтра не одинаково.
Наибольшее влияние на частотную характеристику $21 лестничного фильтра оказывают паразитные индуктивности проволочных перемычек , /„4, соединяющих контактные площадки параллельных резонаторов R2 и R(t с заземляющими контактными площадками I и 4 корпуса, а также паразитные индуктивности 1Р шин, соединяющих заземляющие контактные площадки 1 и 4 внутри корпуса с заземляющими выводами О и А снаружи корпуса. Поскольку индуктивности проволочных перемычек и индуктивности шин, соединяющих контактные площадки внутри корпуса с выводами снаружи корпуса, включены последовательно, то каждую пару таких индуктивностей можно объединить в одну со значением ¿_,1„
ш
На рисунке 66 показана расчетная зависимость коэффициента передачи 521 фильтра 1842 МГц, версия 1, в индивидуальном корпусе 3,0x3,0x1,3 мм, от величины индуктивности проволочных перемычек для случая, когда индуктивности всех перемычек одинаковы: 1 — ¿„. = 0,5 нГн. 2 - ¿„,= 1,0 пГп, 3 —Ьк= 1,5 нГн и -¿„. = 2,0 иГп.
В полосах заграждения с увеличением последовательной индуктивности ¿,, растет затухание как в низкочастотной, так и высокочастотной областях; крутизна низкочастотного ската коэффициента передачи 5'21 уменьшается, низкочастотный полюс затухания смещается вниз.
Перечисленные эффекты должны быть минимизированы или учтены при проектировании СВЧ фильтра, но ими можно и воспользоваться, например, для расширения полосы режекции на частотах 1670-1760 МГц с целью обеспечения требований спецификации фильтра для преемников стандарта РСЫ. Таким образом, в ряде случаев индуктивности проволочных перемычек могут быть включены в электрическую схему фильтра как полезные элементы дтя формирования частотной характеристики в полосе заграждения.
Наличие резистивных потерь проволочных перемычках, которые отображают сопротивления /г|5, /г3(|, Д2, на
схеме рис. 56, приводит к ухудшению добротности резонаторов. Это в свою очередь влечет увеличение вносимых потерь и неравномерности АЧХ фильтра в полосе пропускания (рис. 7), а также приводит к "заплыванию" полюсов затухания. При этом частотные характеристики фильтра более чувствительны к резисшвным потерям в последовательных резонаторах /?;. Я?. Яз, А» (рис. 7а).
70 ---Ц-1-—и_|--
1590 1660 1750 1800 1870 1940 2010 2080 Частота , МГц
1 772 1793 1Э14 1835 1856 1877 1898 Частота . МГц
Частота. МГц
Рис. 6. Влияние емкостей и индуктивностей на коэффициент передачи 521 фильтра 1842 МГц: а - зависимость 521 от соотношения статических емкостей параллельного и последовательного резонаторов (1 - С^'/С^' =0,5; 2 _ с/> /С®=! ,0; 3 - ф/Сг<* = 2,0 >; б 1 ависимость 521 от индуктивностей проволочных перемычек ¿, =13 =XJ=Xf=¿w( 1 -¿„.= 0,5 нГн, 2 — ¿„.= 1,0 нГн, 3 - ¿„.= 1,5
4,0 ' —— 1
1 772 1793 1814 1Э35 1856 1877 1898 Частота, МГц
Последовательно включенные паразитные индуктивности ¿„ понижают частоты резопансов /,."'' параллельных резонаторов и тем самым смещают вниз частоту низкочастотного полюса затухания.
В полосе пропускания влияние перемычек приводит к незначительному смешению вниз как низкочастотной, так и высокочастотной границ полосы, что эквивалентно понижению средней частоты фильтра.
Рис, 7, Влияние сопротивления потерь /?,, в последовательном (а)
и параллельном (б) резонаторах на частотные характеристики фильтра в полосе пропускания (I - яч = 0,05 Ом: 2 = 1,0 Ом;
1,5 Ом)
Но следует разделять положительное влияние заземляющей индуктивности перемычек и шин корпуса, входящих в состав фильтра, и негативное влияние индуктивности измерительного устройства или печатной платы, искажающих реальные характеристики этого фильтра. Поэтому заземляющие индуктивности измерительного устройства или печатной платы должны быть как можно меньше.
5.3. Влияние взаимных емкостных связей в индивидуальном корпусе
Помимо влияния паразитных КЬС элементов с ростом частот усиливается влияние взаимных емкостных и индуктивных связей между проволочными перемычками, соединяющими контактные площадки и контактные шины, а также связи между самими шинами.
L_w InH С_ч M f F
Rpid lOr.ín t,t Vif F Корпус
ô.lpF / r
' г с-:-лгмгпт
Vli ÏES
a)
0.0
-10
-20
LA -эо
=t
S -40
из
-SO
-so
-70 -
f
z 1
j э
w
14S0 1S20 1590 1000 1730 1900 1870 1940 2010 SOSO 2150
Частота . МГц
б)
Рис. 10. Влияние емкостных связей в корпусе SMD 3,0x3,0x1,3 мм на частотные характеристики фильтра 1842 МГц: а - эквивалентная схема для расчетов в MicroSim: б - расчетный коэффициент передачи S21 при L_w = 1,0 нГн и 0(1- С,х= 20 фФ;
2 - Csg = 30 фФ; 3 - С =40 фФ; i - Q = 50 фФ)
В иереи и 1 фильтра 1842 МГц в корпусе SMD 3,0x3,0x1,3 мм на рис. 5а сигнальные контактные площадки на ньезо-элементе и сигнальные проволочные перемычки расположены по диагонали. Поэтому индуктивная связь и емкостная связь через проходную емкость Cjj = C'ss между сигнальными площадками на пьезоэлементе и между перемычками Lj L¡, ухудшающие избирательность фильтра в широкой полосе частот, были минимальными и этими связями можно пренебречь при расчете фильтров. Доминирующим фактором в корпусе SMD 3,0x3,0x1,3 мм была емкостная связь между сигнальными и заземляющими перемычками через емкости C2Í = C,?= C.,g (рис. 5а и рис. 10а).
Электрическая схема фильтра, учитывающая влияние паразитных индуктивностей и сопротивлений Rp,^ проволочных перемычек, паразитных емкостей корпуса и емкостных связей между сигнальными и заземляющими перемычками и контактными площадками показана на рис.10а.
На рисунке 106 приведены частотные зависимости $21 фильтра 1X42 МГц, версия I, для различных значений емкостей связи при нулевой проходной емкости CN = С„ = 0. Как видно из рис. 1 Об, увеличение емкости связи вызывает появление дополнтельного полюса затухания на частоте около 1730 МГц, а также ухудшение затухания в полюсах на частотах около Fx = 1700-1760 МГц и F2= 1900-1940 МГц. В то же время с увеличением емкостей связи между сигнальными и заземляющими пермычками приводит к некоторому улучшению избирательности в широкой полосе частот.
Для уменьшения емкостных связей между перемычками в корпусе в следующей версии 2 фильтра 1842 МГц была уменьшена площадь потенциальных площадок на пьезоэле-менте, потенциальные перемычки укорочены, а потенциальные и заземляющие перемычки были развернуты практически перпендикулярно друг другу.
S.4. Влияние взаимных индуктивных связей в индивидуальном корпусе
Помимо емкостных связей между сигнальными и заземляющими проволочными перемычками существуют и взаимные индуктивные связи. Эквивалентная схема для анализа частотных характеристик фильтра с учетом как емкостных, так и индуктивных взаимосвязей показана на рис. i 1а, а на рис. 116 приведены для сравнения измеренный и рассчитанный в MicroSim коэффициент передачи S21 фильтра.
С HJ.. Ii JjF IpH
С.ч WIF Ppri '»in Си II' L InH
Корпус
Пьмовлемект
uilfE,
еа 4Э1 азэ nr4 1S45 is's usa 28S9 эоэо 3401 эгтэ Частота , МГц
б)
Рис, 1). Учет влияния индуктивностей и сопротивлений перемычек, емкостей корпуса, емкостных и индуктивных связей фильтра 1842 МГц, версия 2, в корпусе SMD 3,0x3,0x1,3 мм: а - эквивалентная схема для расчетов в MicroSim; б - коэффициент передачи S21 измеренный (1) и расчетный (2) при Ls= 0
Для упрощения изображения схемы на рис. Па сопротивления Rpatj, соответствующие потерям в перемычках, опущены. Как видно из рис. 106, измеренный (1) и расчетный (2) коэффициенты передачи S21 для версии 2 практически совпадают в широком диапазоне частот, что говорит о высокой точности моделей, используемых для расчета.
6. Влияние взаимных связен двух фильтров
в одном корпусе на общей подложке
Для уменьшения габаритов дуплексерных модулей, многостандартных приемных модулей и т.д. несколько пьезо-элементов СВЧ фильтров на ПАВ чаще всего размещаются на общей подложке в одном корпусе [9, 17 |. В этом случае возникают две главные проблемы. Во-первых, необходимо оптимизировать структуры фильтров для одной общей абсолютной толщины алюминиевой пленки, так как акустические и электрические параметры резонаторов определяются относительной (в длинах волн) толщиной электродов преобразователей и отражателей и оптимальная толщина для каждого фильтра разная. С увеличением же разницы частот фильтров, располагаемых на общей подложке, эта проблема значительно усложняется. Во-вторых, между фильтрами на общей подложке возникают дополнительные емкостные и индуктивные связи, что требует оптимизации топологических схем и схем сборки каждого из фильтров с целью уменьшения влияния таких связей.
На рисунке 12а,б показаны схема сборки и эквивалентная электрическая схема двухстандартного фильтра для приемного модуля GSM 947 МГц- PCN1842 МГц с общей подложкой в групповом корпусе SMD 3,8x3,8x1,3 мм, модель KD-V97034, KYOCERA, Япония. На схеме рис. 126 отображены взаимные индуктивные связи между парами сигнальных перемычек Lj и Ly Li и Lg, а также между парами сигнальных и заземляющих перемычек Lj и ¿7, L, и Lw двух фильтров. Д]я простоты изображения на схеме опущены сопротивления, соответствующие потерям в перемычках . Емкостные взаимные связи между двумя фильтрами были минимизированы благодаря ниже приведенным мероприятиям и на схеме не учитывались. В приемном модуле использована версия 3 вышеописанного фильтра 1842 МГц, для которой толщина алюминиевой пленки электродов была выбрана H =2700 А, что оказалось приемлемым для обоих фильтров 947 МГц и 1842 МГц. Парциальные филыры 947 МГц 1842 МГц работают в режимах, когда поочередно один из фильтров подключен к источнику сигнала и нагрузке, а другой при этом фактически замкнут по входу и выходу нагру-жением па сопротивление 50 Ом.
Расчеты показывают, что в полосе пропускания влиянием взаимной проходной емкости Си между входной и выходной сигнальными проволочными перемычками на форму частотной характеристики фильтра в корпусе S M D 3,8x3,8x1,3 мм также можно пренебречь, т.к. величина этой емкости очень мала С14= C_ss = 10 фФ. Однако в полосе заграждения наличие Си приводит к "заплыванию" полюсов затухания вблизи частот F]\ = Î 730 МГц и /% = 1930 МГц аналогично зависимости на рис. 106.
2(№ i Li 5<F)
f-1-П
б)
Рис. 12. Емкостные и индуктивные связи в двухстандартном фильтре GSM 947 МГц- PCN1842 МГц в общем корпусе SMD 3,8x3,8x1,3 мм, версия 3: а - схема сборки; б - эквивалентная схема
Наибольшее влияние на частотные характеристики парциального фильтра 1842 МГц в общем корпусе SMD 3,8x3,8x1,3 мм оказывают паразитные индуктивности ¿4 и L2 проволочных перемычек, соединяющих параллельные резонаторы R2 и R с заземленными контактными площадками корпуса.
На рисунке 13а показаны расчетные частотные характеристики фильтра 1842 МГц с различными длинами только одной из заземляющих проволочных перемычек L4 —L_K параллельного резонатора R-, при остальных индуктивно-стях ¿„, = 1,0 нГн. Там же для сравнения представлен график 5 расчетного коэффициента передачи S2I для фильтра версии I в индивидуальном корпусе SMD 3,0x3,0x1,3 мм. Увеличение индуктивности L_w заземляющей перемычки
Литература
1. Орлов B.C., Бондаренко ВС. Фильтры на поверхностных акустических волнах. М,: Радио и связь, 1984. 276 с.
2. Hashimoto K.Y. Surface Acoustic Wave Devices in Telecommunications. Modeling and Simulation. Berlin: Springer, 2000. 330 p.
3. Campbell C.K. Surface Acoustic Wave Devices for Mobile and Wireless Communications. San-Diego: Academic Press. 1998. 632 p.
4. Morgan D. Surface Acoustic Wave Filters (With Applications to Electronic Communications and Signal Proceeding). Second Edition. Oxford: Elsevier. 2007. 429 p.
5. Dong H., fVu T, Cheema K., Abbot B. and other. Design of Miniaturized RF SAW Duplexcr Package / ¡EEE 2004 Ultrasonics Symposium Proc. Pp. 848-857.
6. Орлов B.C. Миниатюрные фильтры на поверхностных акустических волнах с продольной связью резонаторов и сборкой по технологии "перевернутого кристалла" для аппаратуры навигационных систем ГЛОПАСС- GPS // T-Comm: Телекоммуникация и транспорт, No4, 2015. С. 40-49.
7. Орлов B.C. Лестничные pcioiшторные фильтры на ПАВ для приемников навигационных систем // T-Comm: Телекоммуникация и транспорт, No5, 2016. С. 8-16.
8. Карпеев Д.В., Киселев С.В.. Кондратьев С.Н., Орлов B.C. Эффекты второго порядка в устройствах на поверхностных акустических волнах // Зарубежная радиоэлектроника, №5, 1986. С. 46-59.
9. Maurer L.. Rtippel С. and other. Future of SAW/BAW Devices in Mobile Radio, A Brief Overview / Proc of 2012 International Sympo-
sium on Acoustic Dcvices for Future Mobile Communication Systems Chiba University, Japan. Pp. 61-64.
10. Orlov V.S., Schwartz A.L., Chvets V.B.. and Kustova A.O. De sign oi'High Selectivity Low-loss Ladder Filters / IEEE 2004 Ultrason ics Symposium Proc, Pp. 128-132.
11. Орлов B.C.. Шварц А.Л., Швец В.Б. Особенности проектиро вания узкополосных температуростабильных фильтров на поверх ностных акустических волнах на резонаторах с поперечной акусти ческой связью II T-Comm: Телекоммуникация и транспорт, Nof 2012. С. 55-59.
12. Rusakov A.N., Orlov V.S., Chao В. and Lee V. Application о Modified P-Matrix Model to the Simulation of Radio Frequency LSAV Filters / IEEE 2001 Ultrasonics Symposium Proc. Pp.7-11.
13. Rusakov A.N. Modified P-Matrix Model and it's Implementation for Design of SAW Resonator Filter / IEEE 2004 Ultrasonics Sympo sium Proc. Pp. 85-89.
14. Solal M. and other. FEM/BEM Analysis for SAW devices; Proc. of 2004 International Symposium Acoustic Wave Devices fo Future Mobile Communication System. Chiba University, japar Pp. 185-202.
!5. Lin S.. Lin K. and other. Full Wave Simulation of SAW Filte Package and SAW Pattern inside Package / IEEE 2003 Ultrasonic Symposium Proc. Pp. 2089-2092.
16. Великим Я.И.. Гельмонт З.Я., Зелях Э.В. Пьезоэлектрически фильтры. М.: Связь. 1966. 396 с.
17. Uchikoba F., Goi T., Harada N.. Nakai S. Multi-Chip Modul with Bare SAW Device / Proc. of 2001 International Symposiur Acoustic Wave Devices for Future Mobile Communication Systeir Chiba University, japan. Pp. 145-150.
ANALYSIS OF ELECTROMAGNETIC EFFECTS IN UHF LADDER RESONATOR FILTERS
ON SURFACE ACOUSTIC WAVES
Victor S. Orlov, Moscow Technical University of Communication and Informatics, Moscow, Russia, filtrov-pav@yandex.ru Anatoly N. Rusakov, Moscow Technical University of Communication and Informatics, Moscow, Russia, filtrov-pav@yandex.ru
Abstract
A ultra-high frequency (UHF) filter on surface acoustic waves (SAW) is a complex object. Electrical parameters of SAW filters are depended on set of acoustical effects in resonators and electromagnetic effects in used ceramic packages [1, 5, 6, 7]. As result, frequency responses of filter are depended very strong on parasitic elements: resistances, inductances, capacitances, interconnection between them and other in piezoelement combining topological schemes of resonators and in package with wire bonding or ball bonding between piezoelement and package. The electromagnetic effects influence is strengthen extreme by increasing of working frequencies and as result by decreasing of filter dimension. If electromagnetic effects are ignored by filter design, catastrophic results in filter parameter will be appeared. Influence of bonding wires between piezoelement and package is so large, that they play a role of independent elements in equivalent electrical scheme of UHF filter as resonators immediately. Therefore electromagnetic effects in piezoelement and package shall be included in macro model of UHF filter at the first stages of design. It will allowed to r minimize a concrete parasitic effect by next stages of design or in the opposite way to use this effect for realization of requested responses and parameters of filter. The classification of electromagnetic effects appeared in UHF resonator filters on surface acoustic waves (SAW) is presented in paper. It is show, that electromagnetic effects may be divided into four groups: in piezoelement of filter, in ceramic package, electromagnetic effects connected with bonding wires, in testing fixture or connecting plate of equipment. The one-dimensional, two-dimensional and three-dimensional models for electromagnetic effects simulation are compared. The equivalent electrical circuits model is proposed to use to analysis of electromagnetic effects influence in wide frequency range. The parasitic effects are described like equivalent RLC-elements in this model. The influences of package capacitance , inductance and resistance of bonding wires, capacitive and inductive coupling in ladder filter are investigated. The ladder filter SAW filter 1842 MHz in package SMD 3.0x3.0x1.3 mm for PCN communication standard is used as example. The analysis of mutual capacitive and inductive coupling between two filters on common wafer in package SMD 3.8x3.8x1.4 mm is made for dual standards filter GSM 947 MHz - PCN 1842 MHz. The results of simulation and experiment are agreed good.
Keywords: surface acoustic wave filter, resonator, piezoelement, bonding wire, package, electromagnetic effects, electrical equivalent scheme. References
1. Orlov V.S., Bondarenko V.S. (1984). Filters on Surface Acoustic Waves. Moscow: Radio and Communication. 276 p. (in Russian)
2. Hashimoto K.Y. (2000). Surface Acoustic Wave Devices in Telecommunications. Modeling and Simulation. Berlin: Springer. 330 p.
3. Campbell C.K. (2007). Surface Acoustic Wave Devices for Mobile and Wireless Communications. San-Diego: Academic Press. 632 p.
4. Morgan D. (2007). Surface Acoustic Wave Filters (With Applications to Electronic Communications and Signal Proceeding). Second Edition. Oxford: Elsevier. 429 p.
5. Dong H., Wu T., Cheema K., Abbot B. and other. (2004). Design of Miniaturized RF SAW Duplexer Package. IEEE 2004 Ultrasonics Symposium Proc., pp. 848-857.
6. Orlov V.S. (2015). Miniature longitudinally coupled resonator surface acoustic wave filters with "flip-chip" assembly technology for navigation systems GLONASS-GPS.T-Comm, No4, 2015, pp. 40-50. (in Russian)
7. Orlov V.S. (2016). The ladder resonator filters on surface acoustic waves for receivers of navigation systems. T-Comm. No5, pp. 8-16 (in Russian)
8. Karpeev D.V., Kiselev S.V., Kondratiev S.N., Orlov V.S. (1986). Second Order Effects in Devices on Surface Acoustic Waves. Foreign radio electronic, №5, pp. 46-59. (in Russian)
9. Maurer L., Ruppel C. and other. (2012). Future of SAW/BAW Devices in Mobile Radio. A Brief Overview. Proc of 2012 International Symposium on Acoustic Devices for Future Mobile Communication Systems. Chiba University, Japan, pp. 61-64.
10. Orlov V.S., Schwartz A.L., Chvets V.B., and Kustova A.O. (2004). Design of High Selectivity Low-loss Ladder Filters. IEEE 2004 Ultrasonics Symposium Proc., pp. 128-132.
11. Orlov V.S., Schwarz A.L., Shvets V.B. (2012). Features of Design of the Narrow Band Temperature Stable Filters on the Surface Acoustic Waves with Transversally Coupled Resonators. T-Comm, No5, pp. 55-59. (in Russian)
12. Rusakov A.N., Orlov V.S., Chao B. and Lee V. (2001). Application of Modified P-Matrix Model to the Simulation of Radio Frequency LSAW Filters. IEEE 2001 Ultrasonics Symposium Proc., pp. 7-11.
13 Rusakov A.N. (2004). Modified P-Matrix Model and it's Implementation for Design of SAW Resonator Filter. IEEE 2004 Ultrasonics Symposium Proc., pp. 85-89.
14. Solal M. and other. (2004). FEM/BEM Analysis for SAW devices. Proc. of 2004 International Symposium Acoustic Wave Devices for Future Mobile Communication System. Chiba University, Japan, pp. 185-202.
15. Lin S., Lin K. and other. (2003). Full Wave Simulation of SAW Filter Package and SAW Pattern inside Package. IEEE 2003 Ultrasonics Symposium Proc., pp. 2089-2092.
16. Velikin Y.I., Gelmont Z.Y., Zelyach Z.Y. (1966). Piezoelectric Filters. Moscow: Communication. 396 p. (in Russian)
17. Uchikoba F., Goi T., Harada N., Nakai S. (2001). Multi-Chip Module with Bare SAW Device. Proc. of 2001 International Symposium Acoustic Wave Devices for Future Mobile Communication System. Chiba University, Japan, pp. 145-150.
Information about authors:
Victor S. Orlov, Doctor of Sciences, Principal Research Scientist, Moscow Technical University of Communication and Informatics, Moscow, Russia Anatoly N. Rusakov, leading engineer, Moscow Technical University of Communication and Informatics, Moscow, Russia
r I л
