CC BY
62
Литература
1. Robi Polikar // The wavelet tutorial (Введение в вейвлет-преобразование, автор перевода — В. Г. Грибунин) [Электронный ресурс]. URL: http://www.autex.spb.su/download/wavelet/books/tutorial.pdf (дата обращения: 15.10.2018).
2. Астафьева Н. М. Вейвлет-анализ: основы теории и примеры применения // Успехи физических наук. 1996. Т. 166, № 11. С. 1145-1171.
3. Яковлев А. Н. Введение в вейвлет-преобразования: Учеб. пособие. Новосибирск: Изд-во НГТУ. 2003. 104 с.
4. Верзунов С. Н., Лыченко Н. М. Разработка автоматизированной системы для анализа геомагнитных вариаций на основе вейвлет-технологий // Математические структуры и моделирование. 2014. №4(32). С. 185-197.
5. Баранник М. Б, Данилин А. Н., Катькалов Ю. В., Колобов Б. Б., Сахаров Я. А., Селиванов В.Н. Система регистрации геоиндуктированных токов в нейтралях силовых автотрансформаторов // ПТЭ. 2012. № 1. С. 118-123.
Сведения об авторе Аксенович Татьяна Валерьевна,
лаборант лаборатории высоковольтной энергетики и технологии Центра физико-технических проблем энергетики Севера — филиала Федерального государственного бюджетного учреждения науки Федерального исследовательского центра «Кольский научный центр Российской академии наук», студент кафедры физики, биологии и инженерных технологий филиала Мурманского арктического государственного университета в г. Апатиты,
Россия, 184209, Мурманская область, г. Апатиты, мкр. Академгородок, д. 21А эл. почта: aksenovich.tanya@gmail.com
РСН: 10.25702/КБС.2307-5252.2018.9.85-97
УДК 621.317
В. В. Колобов, М. Б. Баранник
ЗАЩИТА ВЫХОДА ГЕНЕРАТОРА ИМПУЛЬСОВ
С ИНДУКТИВНЫМ НАКОПИТЕЛЕМ ЭНЕРГИИ ОТ ПЕРЕНАПРЯЖЕНИЙ
Аннотация
Генератор импульсов тока с индуктивным накопителем энергии был разработан для использования в составе портативного измерительного комплекса для определения стационарного сопротивления заземляющих устройств опор линий электропередачи. Особенностью измерительного комплекса является то, что нагрузка генератора в виде контура с током может иметь различное сопротивление. В районах с плохопроводящими грунтами сопротивление контура может составлять 1-4 кОм. В случае обрыва проводника токовой линии, сопротивление нагрузки генератора будет бесконечно большим. Поэтому, необходимо обеспечить защиту MOSFET-ключей выходного каскада генератора от перенапряжений, возникающих при коммутации индуктивного накопителя. Для такой защиты может быть использован режим лавинного пробоя самих MOSFET-транзисторов. В работе приведены примеры расчета лавинной устойчивости выбранного типа транзисторов при однократном лавинном пробое, включая
самый напряженный режим «коммутации разомкнутой индуктивности», при котором вся энергия, накопленная в индуктивном накопителе, должна быть рассеяна в транзисторах за время лавинного процесса. В статье приведены также результаты численного моделирования
Ключевые слова:
генератор импульсов тока, индуктивный накопитель, защита от перенапряжений, токовый контур, режим лавинного пробоя, устойчивость к лавинному процессу, энергия однократного лавинного импульса, рассеяние мощности.
V. V. Kolobov, M. B. Barannik
AN OVERVOLTAGE PROTECTION FOR THE PULSE GENERATOR BASED ON INDUCTIVE ENERGY STORAGE
Abstract
The current pulse generator with inductive energy storage was designed for use in the portable system for obtains the low-frequency resistance of transmission tower grounding devices. The special feature of the measuring system is that the resistance of the current loop, as the generator load, is not constant. In high soil resistivity areas the load resistance of the generator may be 1-4 kOm and in a case of breaking the current lead the load resistance will be infinite. Therefore, it is necessary to protect the MOSFETs of output stage of the generator from overvoltages due to inductive storage switching. For this purpose the avalanche mode of the MOSFETs may be used. Examples of calculating the single pulse avalanche robustness of the selected power MOSFETs, including the case of unclamped inductive switching, in which the all of energy stored in the inductance must be dissipated in the transistors during avalanche mode, are given in the paper. A simulation results are also presented in the article.
Keywords:
current pulse generator, inductive energy storage, overvoltage protection, current loop, avalanche mode, avalanche robustness, single pulse avalanche energy, power dissipation.
Для измерения стационарного сопротивления заземляющих устройств (ЗУ) опор воздушных линий электропередачи (ВЛ), в том числе находящихся под грозозащитным тросом, и отдельностоящих ЗУ могут использоваться измерительные комплексы, основанные на определении временной зависимости мгновенного (переходного) сопротивления Z(t) заземляющего устройства при импульсном воздействии. Генератор таких комплексов должен формировать импульсы тока прямоугольной формы с минимальной длительностью фронта и постоянной амплитудой на интервале измерений. [1]. В измерителе сопротивлений ЗУ импульсным методом, разработанном в ЦЭС КНЦ РАН, используется генератор импульсов тока (ГИТ) на основе индуктивного накопителя энергии (ИНЭ) [2]. В данном применении ГИТ с ИНЭ обладают рядом преимуществ по сравнению с генераторами емкостного типа [2, 3]. Здесь лишь отметим, что ГИТ с ИНЭ позволяют формировать в контуре с током импульс, форма которого на измерительном интервале практически не зависит от неравномерного распределения волнового сопротивления вдоль линии с током и от наличия отражений от ее конца, а также обладают лучшими энергетическими характеристиками, что позволяет успешно проводить измерения сопротивления ЗУ, расположенных в районах с высоким удельным сопротивлением грунтов [4].
Основными элементами ГИТ такого типа являются индуктивный накопитель энергии и коммутатор тока. В фазе заряда ИНЭ (накачки) коммутатор тока открыт, и
энергия накапливается в индуктивности. Затем коммутатор разрывает ток через ИНЭ и начинается фаза разряда — передачи энергии в нагрузку [5]. За счет изменения длительности фазы накачки А^нк можно регулировать энергию, запасаемую в ИНЭ, и, соответственно, амплитуду импульса тока в нагрузке.
В первоначально разработанной схеме ГИТ в качестве ИНЭ использовался повышающий трансформатор, а в качестве коммутатора тока — ЮВТ транзистор [3]. Проведенные экспериментальные исследования показали, что такая схема ГИТ с ИНЭ имеет недостаток — при коммутации тока возникает резонансный процесс обмена энергией между индуктивностью рассеяния трансформатора и комбинацией паразитных емкостей ЮВТ ключа и межобмоточной емкости трансформатора, что приводит к возникновению высокочастотных осцилляций на плато импульса тока. Демпфирующие (снабберные) цепи, широко применяемые в схемах обратноходовых преобразователей напряжения, в данной схеме не могут быт использованы, так как приводят к затягиванию фронта импульса тока, а проведенная оптимизация конструкции трансформатора с целю минимизации межобмоточной емкости и индуктивности рассеяния [3] не позволила значительно уменьшить амплитуду паразитных осцилляций тока.
Для устранения искажений формы выходного импульса тока генератора была разработана бестрансформаторная схема ГИТ, в которой в качестве ИНЭ используется катушка индуктивности (накопительный дроссель), а в качестве коммутаторов тока — MOSFET-транзисторы. Упрощенная функциональная схема выходного каскада генератора приведена на рис. 1.
Рис. 1. Функциональная схема выходного каскада генератора импульсов тока с дросселем в качестве индуктивного накопителя энергии и MOSFET-транзисторами в качестве ключей
Fig. 1. Circuit diagram of output stage of the current pulse generator based on an inductor as energy storage and MOSFETs as switches
Замыкающий коммутатор тока (в соответствии с терминологией, принятой при построении ГИТ с ИНЭ) выполнен на одном транзисторе VT1, а прерыватель тока состоит из пяти последовательно включенных транзисторов VT2-VT6. Питание первичного емкостного накопителя С осуществляется от импульсного преобразователя с выходным напряжением 200 В.
В качестве ключей VT1-VT6 использованы N-канальные SuperMesh Power MOSFET-транзисторы STF9NK90Z фирмы STMicroelectronics с максимальным током стока Id 8 ампер, напряжением лавинного пробоя сток-исток 5Vdss 900 вольт и типовым сопротивлением в проводящем состоянии Ron 1.1 Ом [6]. Транзисторы семейства SuperMesh отличаются малым сопротивлением сток-исток в открытом состоянии, обладают высокой скоростью нарастания напряжения dv/dt и имеют встроенные встречные защитные стабилитроны между выводами затвора и истока (на рис. 1 не показаны).
Применение бестрансформаторной схемы ГИТ с ИНЭ и использование быстродействующих MOSFET-ключей позволило не только устранить искажения формы импульса тока, но и уменьшить длительность фронта (рис. 2).
Рис. 2. Типовые экспериментальные осциллограммы импульсов тока генератора с индуктивным накопителем энергии: на основе трансформатора (1),
на основе дросселя (2)
Fig. 2. Typical experimental waveforms of the output pulses for the generator with inductive energy storage: based on the pulse transformer (1), based on the inductor (2)
Разработанный ГИТ с ИНЭ имеет следующие основные технические характеристики: форма импульса фронт/полуспад — 0.15/50 мкс при сопротивлении нагрузки 1 кОм; амплитуда импульса тока — до 5 А; напряжение на нагрузке — до 4.5 кВ; энергия импульса — до 1 Дж; режим работы — повторяющиеся импульсы с интервалом 1-2 с.
Особенностью работы ГИТ с ИНЭ в составе измерительного комплекса для измерения сопротивления ЗУ является наличие волновых процессов в нагрузке генератора — линии с током. Сопротивление нагрузки генератора Zh складывается из сопротивления ЗУ и сопротивления токовой линии,
определяемого импульсными процессами за время пробега волны тока до конца линии и обратно (0.5-1 мкс). По истечении времени двойного пробега сопротивление токовой линии, в зависимости от степени ее согласования с заземляющим электродом (ЗЭ), может определяться относительно небольшим волновым сопротивлением линии (400-500 Ом) или стремиться к сопротивлению ЗЭ, которое может быть значительным (1-3 кОм в районах с высоким удельным сопротивлением грунта). В случае обрыва проводника токового контура во время проведения измерений, сопротивление нагрузки ГИТ будет бесконечно большим -Zh=®. Так как в фазе разряда ИНЭ амплитуда напряжения на транзисторах VT2-VT6 пропорциональна Zh, то при большом значении Zh напряжение на транзисторах может превысить предельно допустимую величину. Обычно в схему генератора добавляется защитный электронный компонент, который должен ограничивать возникающее перенапряжение на транзисторах VT2-VT6 и частично или полностью (в случае Zh=w) рассеивать энергию, накопленную в ИНЭ. Так, в схеме ГИТ с накопительным трансформатором [3], для этого используется варистор.
В рассматриваемой схеме ГИТ с накопительным дросселем функцию защитного элемента выполняют сами MOSFET-транзисторы VT2-VT6, переходящие в режим лавинного пробоя (avalanche mode) [7]. Если для MOSFET-транзисторов первых поколений возникновение лавинного пробоя считалась запрещенным режимом, то современные силовые MOSFET-транзисторы имеют повышенную устойчивость к лавинному режиму (avalanche robustness). Практически все производители современных силовых MOSFET-транзисторов испытывают их на лавинный пробой и не только гарантируют, при соблюдении определенных условий, их устойчивость к однократному или повторяющемуся лавинному пробою, но и предоставляют всю необходимую информацию для теплового расчета ключей в таком режиме работы [8, 9]. Так, производитель используемых в схеме генератора SuperMesh MOSFET-транзисторов гарантирует, что все транзисторы проходят испытание на лавинную устойчивость [6].
Рассмотрим возможность использования транзисторов выбранного типа — STF9NK90Z — для защиты от перенапряжений на выходе генератора. Оценивать устойчивость ключей будем для случая самого напряженного лавинного режима — так называемого, незамкнутого индуктивного переключения (unclamped inductive switching), при котором генератор работает в режиме холостого хода, и вся энергия, накопленная в индуктивности за время фазы накачки, должна быть рассеяна в транзисторах за время лавинного процесса. Такой режим используют производители при испытаниях MOSFET-транзисторов на лавинную устойчивость [9, 10]. Причем будем рассматривать случай максимальной для генератора длительности фазы накачки, что соответствует максимально возможной энергии индуктивного накопителя.
Для предотвращения термического разрушения MOSFET-ключа в режиме однократного лавинного пробоя необходимо, чтобы выполнялось три условия [7, 9] :
1) импульс тока через транзистор не должен превышать максимальный ток пробоя: /Dmax</AR;
2) рассеиваемая в проводящем канале ключа энергия не должна превышать максимально допустимую энергию пробоя для одиночного импульса: Eav< Eas;
3) температура канала транзистора за время лавинного процесса Tj max не должна превысить предельно допустимую температуру канала Tj im. Так как для одиночного импульса постоянная времени теплоотвода много больше постоянной времени кристалла, то сравниваются именно температуры канала
Tj max и Tj lim.
Значения Iar, Tj Hm и кривая зависимости допустимой энергии пробоя от температуры канала Eas(T¡) приводятся в документации на транзистор [6].
В рассматриваемом ГИТ на основе ИНЭ длительность формируемых импульсов тока значительно меньше периода их повторения, поэтому пробой можно считать однократным. Рассмотрим выполнения каждого из условий.
1. Максимальная амплитуда импульса тока генератора составляет 5 А, тогда как согласно [6] максимальный ток пробоя Iar для транзистора STF9NK90Z ограничен величиной 8 А, следовательно, первое условие выполняется.
2. Так как значение допустимой энергии Eas, выделяемой при пробое, зависит от температуры канала, то сначала найдем температуру канала транзистора перед началом пробоя Tj start.
В фазе заряда (накачки) емкостного накопителя энергии ключи находятся в проводящем состоянии, тогда для температуры канала перед началом лавинного процесса можно записать: Tj start=Tcase+ATj on где: Tcase — начальная температура корпуса транзистора, которую можно принять равной температуре окружающей среды (25 °С), а ATj on — изменение температуры канала за время нахождения транзисторов в проводящем состоянии. Это изменение температуры может быть найдено, как: ATj on = Zthjc(Aton)Pon [7]. В этом выражении: Zhjc(Aton) — тепловой импеданс канал-корпус транзистора, зависящий от длительности импульса тока через транзисторы, Pon — среднеквадратичное (действующее) значение рассеиваемой мощности в проводящем канале транзисторов за время накачки, а Aton = А^нк — время нахождения ключей в проводящем состоянии (время накачки ИНЭ). Потери в каждом транзисторе VT2-VT6 за это время определяются суммой статических потерь на проводимость и динамических потерь на переключение: Pon = Pcond + Psw. Тогда: ATj on = Zthjc(Aton) (Pcond + Psw).
При заряде ИНЭ ток в канале транзисторов нарастает по закону:
Id (t) =
TT ( _RHH t \
U n 1 Г
1 - e L
rhh
(1)
где Un — напряжение питания выходного каскада ГИТ (на первичном емкостном накопителе); Rин — активное сопротивление индуктивного накопителя в фазе накачки, определяемое активным сопротивлением дросселя Rl и суммарным сопротивлением ключей VT1-VT6 в открытом состоянии: Rин=RL+6•Ron. Для транзистора STF9NK90Z типовое значение Ron составляет 1.1 Ом [6], а активное сопротивление дросселя — 25 Ом. Тогда: Rин =6-1.1+25=31.6 Ом.
Из выражения (1) можно определить длительность фазы накачки AtHK, необходимую для достижения максимальной амплитуды тока индуктивного накопителя энергии Imax:
atнк =--¡l-'ln rhh
í p T Л
1 — rhh 1 max
V un j
(2)
Подставляя в это выражение значения индуктивности дросселя £=50 мГн, максимального тока 1шах=5 А, напряжения питания £/п=200 В и сопротивления Лин, находим: Д^нк=2.4- 10-3 с.
Так как при такой длительности фазы накачки потери на переключение ключей много меньше потерь проводимости, то ими можно пренебречь. Тогда выражение для изменения температуры канала транзисторов за время накачки примет вид: ДТ] оп = Лотё.
Для действующего значения мощности Рсопё, выделяемой в канале каждого транзистора, можно записать:
С П, ^Оп У П А'оп
-— Ц/0 (о)2 л = \ (10 (})2 л, (3)
А*оп 0 ) А*оп 0
где 12и выя — среднеквадратичное значение тока через транзистор за интервал проводящего состояния ключа, а Л^оп=Л^нк.
Подставляя выражение (1) в (3), находим:
Р — Р I2 — Р
P cond ~ Ron ' 1 D RMS ~ Ron '
D t t2 Aton ( rmh t Л
P = Ron ■ U П Г i _
P cond , 2 I 1 e
AL„ ■ R
dt . (4)
on
ИН о V у
Подставляя в это выражение известные значения Ron, Aton, Лин, Un, L, находим: Pcond~14 Вт.
Значение теплового импеданса определятся из выражения Z*hjc(Atoq)=kRthj-c, где Rthj-c — тепловое сопротивление канал-корпус транзистора, а коэффициент k определяется длительностью импульса тока Aton и находится по зависимости k(Aton) [8, 9]. Значение Rthj-c и зависимость k(Aton) приводятся в технической документации на транзистор. Для MOSFET-ключа STF9NK90Z в корпусе T0-220FP: Rthj-c=3.1 °С/Вт; k(Aton) для одиночного импульса тока длительностью Aton=2.410-3 c составляет 0.06 [6]. Таким образом, начальная температура канала каждого транзистора после закрытия (перед лавинным пробоем) составляет: TjStart=Tcase+ATjon=Tcase+k Rthj Pcond=25+0.06 3.114=27.6 °C. Зная температуру кристалла, по кривой зависимости £As(Tj), приведенной в документации на транзистор [6], определим предельную допустимую энергию лавинного пробоя для одиночного импульса - Eas=270 мДж.
После окончания фазы накачки ИНЭ транзисторы VT1-VT6 закрываются, но, так как ток через индуктивность не может измениться скачком, через каналы транзисторов и диод VD будет протекать практически линейно уменьшающийся ток [11]:
Id (t) = 'max е L +
rt 5BV_ _ Un (_ lt
V У
li dss w п
max тл
R,
(5)
l
где 5Vdss — напряжение лавинного пробоя (breakdown voltage) транзисторов.
При этом, пока ток Id не упадет до нуля, падение напряжения на закрытых транзисторах VT2-VT6 - Ud2S6 (потенциал между истоком VT6 и стоком VT2) будет ограниченно суммарным напряжением лавинного пробоя ключей [6] — 5£Vdss=5 900=4500 В (рис. 3).
Рис. 3. Временные диаграммы, поясняющие лавинный режим MOSFET транзисторов генератора импульсов тока с индуктивным накопителем энергии
Fig. 3. Timing diagrams explaining the avalanche mode of MOSFETs of the current pulse generator with inductive energy storage
Транзисторы при этом будут находиться в режиме лавинного пробоя. Вся энергия, накопленная в индуктивности за время накачки А^нк, будет рассеяна в ключах за время лавинного процесса А^ду.
Длительность лавинного импульса тока может быть найдена из выражения (5):
А л
AtAV = L ■ ln
1 +
1 max RL
5BV - U
5BV dss U п у
5.75-10 c.
(6)
Зная длительность лавинного процесса, найдем суммарную энергию лавинного пробоя Еду, выделяемую в пяти ключах:
AtAV
Eavl = j Id (t )UD2se (t) dt (7)
0
Зависимость lD(t), на интервале времени Atav описываемая выражением (5), может быть заменена, практически без потери точности, более простой линейной функцией:
Id(t) = ^(AtAv -1). (8)
AtAV
Что касается напряжения Ud2S6, то в действительности оно на протяжении времени пробоя изменяется. Это обусловлено тем, что напряжение BVdss в процессе пробоя, из-за разогрева канала транзистора, сначала увеличивается, а затем уменьшается относительно начального значения BVdsso. Зависимость напряжения пробоя от температуры и тока стока транзистора может быть описана следующим выражением:
BVDSSTj, ID )= BVDSSo + kTATj + kilD , (9)
где kj и ki — коэффициенты, зависящие от максимального рабочего напряжения сток-исток транзистора [12].
Для уточнения результатов расчета режимов работы транзисторов выходного каскада генератора при лавинном процессе было проведено моделирование с использованием программного комплекса «PLECS Standalone» [13]. Была разработана модель MOSFET-ключа STF9NK90Z, учитывающая его паразитные параметры и зависимость BVDss(Tj, Id). В результате моделирования были получены временные зависимости Ud2S6(0 и Id(0 на временном интервале AtAV (рис. 3).
Результаты моделирования показали, что для рассматриваемой схемы максимальное значение BVdss за время лавинного процесса превышает BVdsso на 8 %. Чтобы увеличить достоверность расчета лавинного режима и учесть изменение Ud2S6 на интервале пробоя, для BVdss можно ввести повышающий коэффициент 1.1: Ud2S6=5 1.1BVdss. Тогда, по аналогии с (7), энергия лавинного пробоя, выделяемая в одном ключе, составит:
AtAV Т
Eav = i ТТ^(Atav -0-1-1 BVdSSdt = 0.55Imax BVdSS Atav = 142 мДж (10)
0 atav
Как было найдено выше: Eas=270 мДж. Соответственно, второе условие — Eav<Eas — выполняется.
3. Найдем максимальную температуру канала транзисторов VT2-VT6 за время лавинного процесса: Tj max=T start+ATjAv, где Tj start =27.6 °C — определенная выше температура канала после нахождения транзисторов в проводящем состоянии во время фазы накачки ИНЭ, а ATjAv — приращение температуры кристалла за время лавинного процесса At av.
В общем случае, при ряде допущений, мгновенное приращение температуры канала в момент времени t определяется сверткой двух функций времени — мгновенной рассеиваемой мощности P(t) и некой импульсной характеристики тепловой системы h(t), которая определяется производной по времени теплового импеданса канала транзистора Zthjc(t) [12, 14]:
г г dZth. (т)
AT(t) = JP(t - т)hT)dT = JP(t - т) — th—-dT . (11)
0 0 dT
Для определения приращения температуры канала ATjav за время лавинного процесса используются различные упрощенные методики. Так, в [7, 14] приращение температуры ATjav находится через пиковое значение рассеиваемой мощности PAV(pk), которая наблюдается (рис. 3) в момент закрытия ключей (переход от режима накачки в режим лавинного пробоя) и тепловой импеданс для импульса с длительностью AtAv/2:
2
ЛTjAV - ^ PAV(pk) Zth (AtAV /2). (12)
При этом учитывается предположение, что температура канала достигает максимума в момент времени AtAv/2. [15].
Однако, как показывают современные исследования, такое предположение справедливо для MOSFEET-транзисторов с напряжением пробоя, не превышающим 800 В. С увеличением напряжения пробоя момент максимума температуры канала смещается ближе к окончанию лавинного процесса [12]. Для ключей с BVdss=900 В, как в нашем случае, температура канала достигает максимума при t»0.6AtAv (см. рис. 3, на котором кривая T(t) построена с учетом модели, предложенной в [12]). С учетом этого, выражение (12) можно переписать:
2 2
ЛTjAV - 3 PaV (pk) Zth (0.6AtAv ) = 3 Pav (pk) kAV (0.6AtAv ) Rjc . (13)
Пиковое значение рассеиваемой мощности можно определить, как: PAV(pk)=1.1 BVDSS• Imac? тогда:
ATjAV - 0.73 BVDSSI_ kAV (06 AtAV ) Rfhj-c . (14)
Подставив в формулу (14) значения BVdSS,^Imax, Rthj-c и коэффициента клу=0.009, найденного по зависимости k(tp) для транзистора STF9NK90Z в корпусе TO-220FP для момента времени 0.6 AtAv=3.4510-5 c, находим максимальную температуру кристалла каждого ключа за время лавинного процесса: Tjmax=TjStart+ATjAv=27.6+0.73 90050.009 3.1s119 °С, что меньше допустимой температуры кристалла транзистора — 150 °С.
В методике, предложенной производителем транзисторов STF9NK90Z [8, 9], максимальная температура канала находится через эффективное (действующие) значение мощности Pav, выделяемой в виде тепла при лавинном пробое и тепловой импеданс канал-корпус, найденный для импульса тока с длительностью равной длительности лавинного процесса AtAv:
ЛTjAV = PAV Zthjc (AtAV ) = PAV kAV (AtAV ) Rthj-c. (15)
Для Pav можно записать:
P = ' 1
A 7/
AV ""At
AV
f I \ 1.1 BVDSS ^ (AtAV -1)
V AtAV J
2
dt = 1.1 BV^1^. (16)
л/3
Подставляя выражение (16) в (15), получаем:
ATjAV = 0-635 BVdss I max kAV (AtAV ) Rthj-c . (17)
Подставляя в (17) численные значения, находим приращение температуры канала транзистора за время лавинного пробоя: ATjAV = 0.635-900-5-0.011-3.1«98°C.
Соответственно, температура кристалла каждого ключа после окончания лавинного процесса составит: Tjmax=Tjstart+ATjAv=27.6+98~126°C. Это значение также меньше предельно допустимой температуры канала транзистора — 150 °С.
Таким образом, выполненные расчеты показали, что для используемых в ГИТ с ИНЭ транзисторов STF9NK90Z при работе генератора на холостом ходу в режиме максимального времени заряда ИНЭ все три условия, гарантирующие устойчивость MOSFET-ключа к однократному лавинному пробою, выполняются. Рассчитанные по двум методикам значения максимальной температуры канала силовых транзисторов ГИТ с ИНЭ при лавинном пробое — 119°C и 126°C — получены для начальной температуры канала транзисторов 25°C. Если ориентироваться на верхнюю границу диапазона рабочих температур ГИТ с ИНЭ — 40 °C, то, согласно приведенным методикам расчета, устойчивость транзисторов генератора к однократному лавинному пробою сохраняется.
Необходимо отметить, что, как показали проведенные аналогичные расчеты для других типов MOSFET-транзисторов, при соблюдении условий: lDmax<lAR и Eav< Eas, температура канала при лавинном процессе может превышать допустимую. Следовательно, выполнение первых двух условий является необходимым, но недостаточным для оценки лавинной устойчивости конкретного транзистора к однократному пробою.
Выводы
Современные типы MOSFET-транзисторов позволяют использовать режим лавинного пробоя для защиты ключей от перенапряжений, возникающих при коммутации индуктивной нагрузки, в том числе и в случае, так называемого, незамкнутого индуктивного переключения (unclamped inductive switching), когда вся энергия, накопленная в индуктивности при открытом ключе, при закрытии ключа рассеивается транзистором при лавинном пробое. Чтобы режим лавинного пробоя не привел к термическому разрушению транзистора, необходимо при выборе конкретного типа MOSFET-ключа учитывать определенные условия его лавинной устойчивости (способности рассеять накопленную в индуктивности энергию).
Основным критерием лавинной устойчивости MOSFET-ключа в конкретном применении является условие, что максимальная температура канала транзистора за время лавинного процесса не превысит предельно допустимую температуру кристалла для данного типа транзисторов.
Как правило, производители сами предоставляют методику расчета максимальной температуры канала транзистора при лавинном пробое. Но, для повышения надежности расчетов, целесообразно использовать несколько альтернативных методик.
Необходимо внимательно изучить ту часть технической документации на транзистор, которая касается лавинного режима, так как некоторые
производители по ряду причин [10] занижают значение напряжения пробоя сток-исток BVdss. В таком случае необходимо при расчетах использовать, так называемое, эффективное значение BVeff., которое, при отсутствии другой информации, можно принимать как 1.3 BVdss.
Так как для одиночного импульса тока постоянная времени теплоотвода много больше постоянной времени кристалла, то применение дополнительных теплоотводов (радиаторов) не приводит к снижению температуры кристалла при однократном лавинном процессе. Для повышения лавинной устойчивости к однократному лавинному пробою в конкретном применении целесообразно либо выбрать другой тип MOSFET-ключа, либо использовать тот же транзистор, но с другим типом корпуса, обладающим меньшим тепловым сопротивлением кристалл-корпус.
Рассмотренная схема генератора импульсов тока с дросселем в качестве индуктивного накопителя энергии и MOSFET-ключей STF9NK90Z в качестве коммутаторов тока была использована при разработке и создании измерительного комплекса для определения стационарного сопротивления заземляющих устройств импульсным методом. Опытный образец комплекса прошел успешные стендовые и полевые испытания. Разработанный генератор позволил обеспечить надежную работу комплекса как при значительном сопротивлении токового контура — 1-4 кОм, так и в случае обрыва проводника линии с током.
Литература
1. Данилин А. Н., Колобов В. В., Селиванов В. Н., Прокопчук П. И. Методика импульсных измерений сопротивления растеканию заземлителей опор высоковольтных линий электропередачи под грозозащитным тросом // Технико-экономические и электрофизические проблемы развития энергетики Севера. Апатиты: Изд. Кольского научного центра РАН, 2007. С.79-85.
2. Колобов В. В., Баранник М. Б., Селиванов В. Н. Новый прибор для измерения сопротивления заземляющих устройств опор ВЛ импульсным методом // Труды Кольского научного центра РАН. 2016. № 13. С. 38-54.
3. Колобов В. В., Баранник М. Б., Селиванов В. Н., Куклин Д. В. Источник тока с индуктивным накопителем энергии для измерения импульсных сопротивлений заземляющих устройств // Приборы и техника эксперимента. 2014. № 5. С. 61-67.
5. Колобов В. В., Баранник М. Б., Селиванов В. Н., Прокопчук П. И. Результаты полевых испытаний нового прибора для измерения сопротивления заземляющих устройств опор воздушных линий электропередачи импульсным методом // Труды Кольского научного центра РАН. 2017. № 14. С.13-28.
6. Lindblom A. Inductive pulse generation. Doctoral Thesis. Uppsala University. 2006. URL: http://www.diva-portal.org/smash/get/diva2:167979/fulltext01.pdf (дата обращения: 01.10.2018).
7. N-channel 900 V, 1.1 Q, 8 A, T0-220, T0-220FP, D2PAK, TO-247 Zener-protected SuperMESH™ Power MOSFET. URL: https://www.st.com/resource/en/ datasheet/stp9nk90z.pdf. (дата обращения: 05.10.2018).
8. Andrew Berry et al. The Power MOSFET Application Handbook: Design Engineer's Guide. NXP Semiconductors. Engineering design, 2016. 315p.
9. Giuffrida V. The avalanche issue: comparing the IAR and EAS parameters. Application note AN4337. STMicroelectronics. 2014. URL: http://www.bdtic.com/download/st/AN4337.pdf. (дата обращения: 02.08.2018).
10. Power MOSFET avalanche characteristics and ratings. Application note AN2344. STMicroelectronics. 2006. URL: http://www.elenota.pl/datasheet_download/ 163035/AN2344. (дата обращения: 02.08.2018).
11. Unclamped inductive switching (UIS) test and rating methodology. Application note AN1968. 2015. URL: https://www.renesas.com/eu/en/www/doc/application-note/an1968.pdf. (дата обращения: 02.08.2018).
12. Vishay. Power MOSFET avalanche design guidelines. Application note-1005, 2011. URL: http://www.vishay.com/docs/90160/an1005.pdf. (дата обращения: 08.08.2018).
13. A. Agnone, F. Chimento, S. Musumeci et al. A new thermal model for power MOSFET devices accounting for the behavior in unclamped inductive switching. // IEEE Power Electronics Specialists Conference. 2007. pp.1006-1012.
14. PLECS Standalone. The Independent Simulation Platform. URL: https://www.plexim.com/products/plecs_standalone. (дата обращения: 02.10.2018).
15. Борисов А. Устойчивость MOSFET транзистора к импульсам тока в индуктивной нагрузке // Компоненты и технологии 2005. №46. С. 40-42.
16. D. L. Blackburn Power MOSFET failure revisited // Records of the 19th Annual IEEE Power Electronics Specialists Conference, PESC '88. 1988. Vol. 2. pp. 681-688.
Сведения об авторах
Колобов Виталий Валентинович,
ведущий научный сотрудник лаборатории электроэнергетики и электротехнологии Центра физико-технических проблем энергетики Севера — филиала Федерального государственного бюджетного учреждения науки Федерального исследовательского центра «Кольский научный центр Российской академии наук», к.т.н. Россия, 184209, Мурманская область, г. Апатиты, мкр. Академгородок, д. 21А эл.почта: 1_i@mail.ru
Баранник Максим Борисович,
научный сотрудник лаборатории электроэнергетики и электротехнологии Центра физико-технических проблем энергетики Севера — филиала Федерального государственного бюджетного учреждения науки Федерального исследовательского центра «Кольский научный центр Российской академии наук»
Россия, 184209, Мурманская область, г. Апатиты, мкр. Академгородок, д. 21А эл.почта: maxbar@ien.kolasc.net.ru
