CC BY
165
ВЫСОКОЭФФЕКТИВНЫЕ УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ СИГНАЛОВ OFDM С ПОЛЯРНОЙ И ДЕКАРТОВОЙ АРХИТЕКТУРОЙ, ИСПОЛЬЗУЮЩИЕ КЛЮЧЕВОЙ РЕЖИМ С СИГМА-ДЕЛЬТА ИЛИ ШИМ КОДИРОВАНИЕМ
Власов Василий Алексеевич,
МТУСИ, Москва, Россия, mtuci@mtuci.ru
Ключевые слова: кодирование (сигма-дельта), кодирование ШИМ, стандарты связи WiMAX, LTE, сигналы с высоким ПИК-фактором (OFDM)
Некоторые методы модуляции, такие как OFDM, обеспечивают высокий ПИК-фактор, что делает проблемным построение усилителей мощности радиочастотного сигнала из-за малого КПД И нелинейных искажений. На основе публикаций по французским программам исследований "mano 2008" и "mano 2012" рассматриваются архитектуры радиопередатчиков, использующих технологии "дискретизации" кодирования сигналов по рабочей полосе ЕД (сигма-дельта модуляция) и ШИМ, которе всё чаще используются в беспроводных системах связи и передачи информации - начиная с коротковолнового диапазона частот и до примерно 6 ГГц (для стандартов WiFi, WiMAX, LTE, DVB-T, T2 и т.п.) [22]. Многочастотные сигналы с ортогональным частотным мультиплексированием наиболее перспективны для передачи информации по каналам с многолучевостью. Однако сигналы с OFDM имеют высокие значения отношений пиковой мощности к средней мощности (пик-фактор). Поэтому при передаче сигналов OFDM в нелинейных передатчиках возникают амплитудно-конверсионные искажения типа АМ/АМ и АМ/ФМ, определяющие интермодуляционные помехи и фазовые искажения в дополнение с канальным аддитивным шумом. Это является недостатком данных сигналов по отношению к сигналам с постоянной огибающей. Если мощность динамического диапазона входных OFDM-сигналов, приводящая к весьма малым значениям электронного КПД усилителя мощности может иногда игнорироваться для передатчиков базовых станций (единицы процентов), то для носимых портативных (карманных) радиопередатчиков это неприемлемо из-за необходимости использования (или частой подзарядки) габаритных аккумуляторов. На практике широко используются разнообразные методы снижения пик-фактора [6, 20], либо CE-OFDM [1, 2] - OFDM с постоянной огибающей (пик-фактор равен 0 дБ). Среди архитектур передатчика СПО (структура с постоянной огибающей) можно различить по крайней мере три вида решений. В первом огибающая сигнала (т.е. его) величина используется для: модуляции по амплитуде усилителя мощности - EER (удаление и восстановление огибающей [5], отслеживания огибающей [4, 8] и различных видов динамических способов управления источником питания [8] или полярной облегчённой архитектуры [9]).
Во втором, таком как LINL (линейное усиление с нелинейным элементом [10]) или CALLUM (универсальный модулятор с петлей автоподстройки по постоянной амплитуде [11], исходный сигнал с меняющейся во времени огибающей распадается на сумму двух сигналов с постоянной огибающей, которые усиливаются двумя идентичными УМ и объединяются на выходе. В третьем решении изменяющийся во времени исходный сигнал дискретизируется и кодируется в 2-х уровневый сигнал [12], для получения сигнала с постоянной огибающей. При этом архитектура EER LINE [13] объединяет высокоэффективные усилители радиосигналов, а также полярную и декартовую архитектуры усилителей.
Для цитирования:
Власов В.А. Высокоэффективные усилители мощности сигналов OFDM с полярной и декартовой архитектурой, использующие ключевой режим с сигма-дельта или ШИМ кодированием // T-Comm: Телекоммуникации и транспорт. - 2016. - Том 10. - №4. -С. 37-40.
For citation:
Vlasov V.V. High-power amplifiers OFDM signals with polar and cartesian architecture using a key mode sigma-delta or PWM-coded. T-Comm. 2016. Vol. 10. No.4, рр. 37-40. (in Russian)
Принципы архитектур с постоянной огибающей
(СПО), использующих технологию дискретизации
Архитектура передатчика с постоянной огибающей (СПО) и дискретизацией полагается на кодирование исходного сигнала в сигнал с постоянной огибающей, имеющий двухуровневую структуру, от которого исходный сигнал может быть восстановлен посредством фильтрации. Назовем этот сигнал «кодированный сигнал». Самыми частыми методами кодирования являются ШИМ (широтно-импульсная модуляция) и модуляция ЕД-еигма-дельта.
Реальная и мнимая части сложной огибающей исходного сигнала СверХД искретизированы (т.е. частота дискретизации выше частоты, определенной по теореме Котельникова) и кодированы дельта-коде рам и [14]. Эти два кодированных сигнала модулируют по амплитуде две квадратурные несущие, они усиливаются двумя высокоэффективными УМ и суммируются. Наконец, сигнал фильтруется полосовым фильтром, чтобы получить усиленный исходный сигнал (рис. 1),
Ж
Г\Г\/л. глЛгл
Fbf/i fn* StMs f
А coder X ai"
* о- :
2КЧ
& coder X
ÛOr
A
ft\r\
OH
r-p
чр-
90
[K
Умощенный OFOM сигнал
PHJ pwi{VM|
1 \Aj
I f f
Рис. I. Линейное усиление с дискретизацией
Отношение сигнал-шум (SNR) после восстановления сигнала зависит от коэффициента сверхдискретизации обычно с подходом LIST. Для SNR равного 55 дБ, коэффициент с верх дискретизации должен быть больше 200 В, где В — полоса пропускания сигнала. В многоканальной системе полоса пропускания В должна быть полной полосой пропускания системы, а не единственного канала.
Новая архитектура СПО, которая предложена в литературе, использует модуляцию ЕД или 1L1HM. Можно отличить два подхода, в зависимости от кодируемого сигнала ради о частотного или рсн о во полосного.
Рисунок 2 показывает случай кодирования радиочастотного сигнала полосовым ЕД. Для уменьшения шумов ЕД ключевой УМ сопровождается полосовым фильтром. Основная трудность этого решения заключается в выборе необходимости частотной дискретизации, которая, как правило, равна четырехкратной несущей частоте для полосового модулятора ЕД. \ [ри высокой несущей частоте (выше 2 ГГц) очень трудно или невозможно реализовать кодеры на таких высоких частотах. Есть несколько возможных внутри полосных подходов в зависимости от сложности обрабатываемой огибающей. Они различаются в особенности обработки декартовой или полярной архитектур, где используются независимые друГОт друга ШИМ или ЕД типы модуляций. Поэтому можно различить четыре подвида архитектур: полярная ЕД, декартовая ЕД, полярная II] И M и декартовая ШИМ.
Рис, 2. Принципы архитектуры СПО с кодированием радиочастотного сигнала полосовым ЕД с изображением форм спектральной плотности мощности сигналов {psd)
Свяжем сложную огибающую Z(0 через сё декартовые координаты Zi(t) и ZQ(t). её полярные координаты как Р(1) и
<Р( 0.
Принципы полярного ЕД/ШИМ архитектуры
с постоянной огибающей
Па рисунке 3 представлена полярная архитектура СПО с ±а 1-разрядным кодером ЕД или ШИМ 116]. В этой структуре восстановление огибающей и фазы сигнала осуществляются в основной полосе перед усилителем мощности. Данные отображаются после произведенной модуляции ради получения сложной огибающей Z{t). Огибающая сигнала p(t) кодируется на низких частотах ЕЛ или модулятором ШИМ, и выход 1-разрядного кодера установится двухуровневой СПО. Фаза сигнала exp(j(r/> О) и кодированная огибающая повторно объединяются, чтобы сформировать закодированный сигнал СПО Pcoded exp(jw(t)). Этот сигнал является сигналом с перенесенной вверх частотой на несущей частоте fc(w=2jr fc) для получения модулированного радиочастотного сигнала х(1). Сигнал х(1) передается УМ. Так как х(1) -сигнал СПО, требования линейности для УМ ослабляются, и усилитель может работать к ключевом режиме. В конце усиленный сигнал фильтруется. Для сохранения устойчивости модулятора ЕД на входе модулятора должен быть включен ограничитель,
■ 111"
—
Усиленн OFDM сигнал
Лч^
Система ФАЛ
Рис. 3. Полярная структурная СПО
Для этой архитектуры может быть применена различная электрическая реализация. Можно сгенерировать два сигнала Рсо<Ы (0*Со®(^(0) и Рсойеё (0*^>п1((£>(1)) □ цифровом виде. 11о этому, как изображено на рисунке 4, перед квадратурным (10) радиочастотным (Г<Г) модулятором необходимо две цифро-аналоговых преобразователя. Частота дискретизации 11.А1 [ выбирается согласно частоте ЕД или ШИМ - она должна была достаточно высокой, чтобы при ЕД или ШИМ
T-Comm Том 10. #4-2016
избежать шумового наложения [21|. Коммуникационные стандарты и новых системах сотовой связи и беспроводной локальной сети требуют высоких частот ЛД или ШИМ и существенной частоты дискретизации для ЦАП.
Ccj'.o-cl Sm[№t)
Рис. 4, Полярная архитектура СПО с цифровым синфазным I н квадратурным О сигналами
Вторая возможная реализация архитектуры представлена на рисунке 5. Выход ХД или ШИМ модулятора на низких частотах - аналоговый. Сигнал с цифровой фазой (или мгновенное частотой) преобразовывается в аналоговый, а затем модулируется на несущей частоте с модулируемой ФА (14. По окончании сигнал СПО и фазой повторно объединяются. Преимущество этого подхода (но сравнению с первым) состоит в том, что требуется только один ЦАП. Кроме того, здесь мягче требования для частоты [ДАП. По полоса пропускания фазового сигнала может стать проблемой для модулируемой ФАПЧ (Р1_Ь). В ЭТОМ случае модулируемая система ФАПЧ может быть замечена модулятором 10, по при этом станут необходимы две ЦА11а для получения Со5(р(г)) и $Ь({р(0).
Рис. 5. Полярная архитектура с модулированной ФАПЧ
В первой архитектуре (рис. 4) модуляция на несущей частоте выполняется биомом модулятора е помощью аналогового смесителя. Точно так же вторая архитектура использует аналоговый пере множитель для повторного объединения огибающей и фазы.
Третья возможная архитектура (рис. 6) предлагает сгенерировать цифровую несущую, затем заменить аналоговый смеситель цифровым (по принципу логического элемента «Н»).
] !олагаем, что цифровое смешивание выгодно для полярной архитектуры дельта-сигмы, так как при этом используются все типичные преимущества обработки сигналов в цифровом виде и есть возможность интеграции в ИС.
Рис. 6. Полярная с цифровым преобрачовапием (смешиванием)
Синхронизация между огибающей и фазовым сигналом является важнейшим аспектом в полярной архитектуре. Для преодоления этой проблемы в этом третьем методе используется тот же частотный генератор для цифровой ФАПЧ (ДОРЕЬ), что и для модуляторов 1А или ШИМ.
Принципы декартовой ЕД или ШИМ архитектуры СПО
Вместо использования полярных координат можно разделить внутрипблосный сигнал на его синфазные и квадратурные компоненты, приводящие к декартовой архитектуре передатчика К МО! 1 [ 16].
В декартовом £Д или ШИМ передатчике данных архитектуры СПО отображаются и обрабатываются в основной полосе согласно выбранным требованиям модуляции (рис. 7).
Рис, 7, Декартовая архитектура усилителя мощности
Сигнал разделяется на синфазную и квадратурную компоненты, которые составляют сигналы с переменной огибающей. Составляющие I и Q сигналы поступают на два 1-разрядных SA или ШИМ модулятора, кодирующие их в сигналы ±а. Закодированные сигналы I и Q имеют постоянную огибающую перед УМ. 11а вход УМ приходит сигнал СПО. Затем усиленный сигнал фильтруется полосовым фильтром на центральной частоте.
Моделирование и сравнение полярной
и декартовой архитектуры СПО [16]
Для сигналов LTE и WiMAX при использовании ключевых УМ класса Е. При сопоставлении результатов моделирования [16] полярной и декартовой архитектур возникли идентичные результаты по качеству сигнала (спектр и EVM), однако в плане реализации декартовая архитектура проще: полоса пропускания у сигналов I и Q более узкая, чем полоса пропускания сигнала огибающей. Для LTE при Гнес — 3,7 ГТц при полосе 60 МГц получаем КПД 74% (ШИМ), полярной SA - 55,5%, декартовой £Д - 32%,
Разработку и производство твердотелых СВЧ УМ в России \ 19] осуществляют; ФГУП «Hiill Исток» (г. Фрячияо); ЗЛО «Микроволновые системы» (Москва); ОЛО «Октава (г. Новосибирск); ФТИ им А.Ф. Иоффе; ОАО «Светлана-рост»; ФГУП НИИ «Пульсар» и др.
Литература
1. Thompson S.C. el al. Constant-envelope OFDM. «IEEE I rons on Coram», 2008. No. 8. Pp. 1300-1312.
2. Шерстюков С.А. Способ формирования OFDM радиосигнала с постоянной огибающей. (CE-OFDM) и одновременной компенсацией регулярных помех синтезатора частоты // Спецтехника и связь. №6, 201 I. С. 24-27.
3. Власов В.A. OFDM в современных технологиях связи. Выбор параметров OFDM сигнала. Учебное пособие МТУСИ-М, 2012. !8 с.
4. Oitgour A. et al. 11 Computer Journal, 2013. No. 10.
5. Nader C. el al. Microwave Theory and Technical Society II IEEE Trans, on Instrument». Jan. 2010. Vol. P8, ISSUE 99. Pp. 1-S7.
6. Sakran H. V.. Shokair M. and Elezm A.A. Progress is Electromagnetics С. K2, 2008. - Рр.233-241.
7. Коржихии E. О. Материалы VIE Международной НТК, МИРЭА, 2010, - С, 184-1 88,
8. Stundinger J. et al. International. Microwave Symposium Digest. Boston. 2000. Vol. 2. Pp. 873-876.
9. Raab / el al. 11 i л I ] Frequency Electronics, May — November 2003. Pp. 22-49.
10. Lie D.Y.C. et al. In Proe. 8th Int. conf. on ASIC, 2009. ¡'p. 347-350.
11. Cox D, IEEE Trans, on Comm., Dec, 1974. No, 12. Pp. 1942-1945.
12. Cox D. In Proe. of IEEE Radio and Wireless Conf, 1998. Pp. 137-140.
13. Cox D. IEEE Trans, on comm., Aug . 1975. No. 8. Pp. 793-798.
14. Diet A. el al. Physical Communication. ELSEVIER, Dec, 2008.
15. A. JAYARAMAN et al, IEEE Microwave and Guided Wave Letters, 1998, no. 3. - Pp. 121-123.
16. Berland В С. et a!. IEEE Trans. Circuits and Systems 11: Express Briefs., 2006. No. 1. P. 1317.
17. Diet A, et al. Recent Patents on Electrical Engineering. 2013. No. 2, Pp. I -! 6.
18. Penaioza S. et al. IEEE Radio and Wireless Symposium. Jan. 2009.
19. Кищинский А.А. Широкополосные транзисторные усилители мощности СВЧ диапазона смена поколений II Электроника: Наука, Технология, Бизнес, №2, 2010.
20. Рашич А.В. Снижение пик-фактора случайных последовательностей многочастотных сигналов... Канд. дисс. СПб государственного политехнического университета, 2009. С, 173.
21. Bandoin G. et al. II Radioengineering. Vol. 19. No, 4. 2010. Pp. 470-478.
22. Варламов О.В.. Чугунов И.В. Исследование энергетических характеристик цифрового усилителя мощности OFDM сигналов диапазона УВЧ с дельта-сигма модулятором // Наукоемкие технологии в космических исследованиях Земли. 2015. Т. 7. № 2.
С. 30-33.
HIGH-POWER AMPLIFIERS OFDM SIGNALS WITH POLAR AND CARTESIAN ARCHITECTURE USING A KEY MODE SIGMA-DELTA OR PWM-CODED Vlasov V.V., Moscow technical university of telecommunications and informatics, Moscow, Russia, mtuci@mtuci.ru
Abstract. Some modulation techniques, such as OFDM, provide a high peck factor, which brings a design problems to power amplifiers of the RF signal due to the small efficiency and non-linear harmonic distortions. This paper is based on publications of the French research program "mano 2008" and "mano 2012". To overcome the implementation design orcomplexity, linearization metods or highly linear non-constant envelope architectures able to transmit high PAPR signals must be investigated. In this context, different constant envelope architectures (CEAS) have been proposed. In these architectures, the input of the power amplifier (PA) is a constant envelope signal even of the transmitter have a time varying envelope. The potential interest of such architectures is to allow the use of high power amplifiers such as swiched-mode PAs. Among transmitter architectures (constant envelope structure) can be distinguished by at least three kinds of decisions. The envelope of the first signal (i.e. it) value is used for the modulation in amplitude of the power amplifier (Envelope removal and recovery of [5], the envelope tracking [4, 8], and various kinds of dynamic power source control methods [8] or polar lightweight architecture [9]). In the second (linear amplification with nonlinear element [10]) or universal modulator with a loop-locked on a constant amplitude [11], the original signal with time-varying envelope breaks down into the sum of two signals with constant envelope, which is reinforced by two identical to the PA and combine output. In the third solving the time-varying signal source is sampled and encoded into 2-level signal [12] to obtain a signal with constant envelope. In this architecture EER LINE [13] combines high radio amplifiers as well as the polar and the Cartesian amplifiers architecture.
Keywords: coding (delta-sigma) of PWM encoding, WiMAX communication standards, LTE, signals with high peak factor (OFDM). References
1. Thompson S.C. et al. Constant-envelope OFDM / IEEE Trons on Comm", 2008. No. 8. Pp. 1300-1312.
2. Sherstukov S.A. A method of forming OFDM radio signal with a constant envelope. (CE-OFDM) and simultaneous compensation of regular interference frequency synthesizer / Special equipment and communication. No. 6, 2011. Pp. 24-27. (in Russian)
3. Vlasov V.A. OFDM in modern communication technologies. Selection OFDM parameter signal. Moscow, MTUCI, 2012. 18 p. (in Russian)
4. Ougour A. et al. / Computer Journal, 2013. No. 10.
5. Nader C. et al, Microwave Theory and Techn. Society, IEEE Trons, on Instrument, 2010. Vol. P8, ISSUE 99. Pp. 1-17.
6. Sakran H.Y., Shokair M. and Elezm. A.A. Progress is Electromagnetics C, k2, 2008. Pp. 233-241.
7. Kozhihin E.O. VII Conference MIREA, 2010. Pp. 184-188.
8. Standinger J. et al. In Inr. Microwave Symp. Digest. Boston. 2000. Vol. 2. Pp. 873-876.
9. Raab F. et al. High Frequency Electronics, May - November 2003. Pp. 22-49.
10. Lie D.Y.C. et al. In Proc. 8th Int. conf. on ASIC, 2009. Pp. 347-350.
11. Cox D. IEEE Trans. on Comm., Dec. 1974. No. 12. Pp. 1942-1945.
12. Cox D. In Proc. of IEEE Radio and Wireless Conf, 1998. Pp. 137-140.
13. Cox D. IEEE Trans. on comm., Aug. 1975. No. 8. Pp. 793-798.
14. Diet A. et al. Physical Communication. ELSEVIER, Dec. 2008.
15. Jayaraman A. et al. IEEE Microwave and Guided Wave Letters, 1998. No. 3. Pp. 121-123.
16. Berland B.C. et al. IEEE Trans. Circuits and Systems II: Express Briefs., 2006. No. 1. Pp. 1317.
17. Diet A. et al. Recent Patents on Electrical Engineering. 2013. No. 2. Pp. 1-16.
18. Penaloza S. et al. IEEE Radio and Wireless Sympos. Jan 2009.
19. Kishinsky A.A. Broadband transistor amplifiers power microwave generation change / Electronics: Science, Technology, Business, No. 2, 2010.
20. Rashich A.V. Reducing the peak-factor random sequence of multi-frequency signals ... Kand. diss. St. Petersburg State Polytechnic. university. 2009. P. 173.
21. Bandoin G. et al. Radioengineering. Vol. 19. No. 4. Dez. 2010. Pp. 470-478.
22. Varlamov O., Chugunov I. Modeling of efficiency OFDM uhf digital power amplifier with delta-sigma modulator. H&ES Research. 2015. No.2, pp. 30-33.
