Высокочастотный коммутатор с малыми потерями на pin диодах Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

УДК 621.318.57:621.396.2

ВЫСОКОЧАСТОТНЫЙ КОММУТАТОР С МАЛЫМИ ПОТЕРЯМИ НА PIN ДИОДАХ

Д.В. Осьминин, Ю.С. Балашов, В.И. Михин

В данной статье была поставлена задача проектирования коммутатора для работы в полосе частот 300 - 500 МГц с проходящей мощностью не менее 100 Вт, обеспечивающего при этом потери в канале передачи (прд) не более 0,5 дБ при развязке канала приема (прм) от каналу прд не менее 45 дБ

Ключевые слова: коммутатор, потери, полоса пропускания, развязка

Широкополосные высокочастотные (ВЧ) коммутаторы активно применяются в современной радиоэлектронике. ВЧ-коммутаторы на PIN диодах позволяют получить высокий уровень запирания сигнала в закрытом канале и малые потери в открытом, а также позволяют коммутировать сигналы большой мощности. Ранее созданные аналоги не обеспечивали заданный уровень потерь в открытом канале [1], поэтому был спроектирован коммутатор, обеспечивающий малые потери в открытом канале при достаточной развязке каналов прд и прм.

Для коммутатора была выбрана схема построения типа 1:2 с последовательно включенными диодами в плече. Такое построение позволяет получить достаточно широкую полосу пропускания в сантиметровом и дециметровом диапазоне длин волн, а регулируя число каскадно включенных звеньев, можно добиться заданных потерь запирания при малых потерях пропускания в каналах прд и прм. К тому же такая схема позволяет проектировать блоки, позволяющие коммутировать сигналы мощностью до 100 кВт [2].

Рассмотрим схему коммутатора на основе соединения 1:2 с двумя последовательно включенными диодами в плече, соединенными через четвертьволновый отрезок линии связи X (рис. 1,а). Схема содержит три дросселя, Lj служит для подачи управляющих сигналов, а оба дросселя L2 - для замыкания токов диодов на корпус прибора. На рис. 1,б и в показаны эквивалентные схемы коммутатора в режиме пропускания и запирания соответственно для средней частоты рабочего диапазона [3].

В эквивалентной схеме для режима пропускания учитывается, что емкость одного из закрытых диодов (VD2 или VD3) компенсируется индуктивным сопротивлением среднего дросселя. Индуктивное сопротивление крайних дросселей на средней частоте большое и, поэтому, они не вносят заметных потерь. С учетом этих замечаний и построена эквивалентная схема для режима пропускания (рис. 1,б). Потери в схеме:

Ln = 1 + G + 2 R+

(1)

Осьминин Денис Владимирович - ВГТУ, аспирант, тел.(4732) 245880

Балашов Юрий Степанович - ВГТУ, д-р физ.- мат. наук, профессор, тел. (4732) 437729

Михин Василий Иванович - ОАО «Концерн «Созвездие», начальник сектора, тел. 89050493873

1

Н>Нг -кь

Ьи/2 1Ю2 № к=л/2

Т

а)

R* R*

rV А =п/2

Е_ b—'—■=■

Т___________________

в=1

т г 1

-А_________-JX

^ А =п/2

б)

в)

Рис. 1. а) - общая схема коммутатора 1:2 с двумя последовательно включенными диодами в плече; б) - эквивалентная схема коммутатора в режиме пропускания; в) - эквивалентная схема коммутатора в режиме запирания

где Я+ - активное сопротивление открытого диода, в- - проводимость диодов в закрытом состоянии.

Для режима запирания (рис. 1,в) единичная нормированная проводимость вносится открытым плечом коммутатора, закрытые последовательно включенные диоды представлены их емкостным сопротивлением (Х). Потери запирания:

или в децибелах:

L3 = 2L31 +12.

(2)

(3)

где ЬЗ1 - затухание диода, включенного последовательно в линию с тем же волновым сопротивлением, что и в схеме коммутатора.

Рассмотрим частотные свойства схемы. В режиме пропускания открытое плечо коммутатора может быть представлено в виде двухзвенного ППФ с четвертьволновыми связями (рис. 2,а и 2,б).

Пусть для рассматриваемого случая диоды УБ1 и УБ2 закрыты, а УБ3 и УБ4 - открыты. Тогда первое резонансное звено состоит из дросселя с индуктивностью Ь1 и активным сопротивлением Я1 (рис.

2,а) и емкости закрытого диода УБ2, с которой последовательно включен четвертьволновый отрезок линии передачи с единичным волновым сопротивлением, разомкнутый на конце (входное сопротивление закрытого диода УБ1 очень велико).

Рис. 2. Эквивалентное представление коммутатора в виде ППФ

Нагруженная добротность такого звена:

е=(-

2

r2

(4)

где В0 - емкостная проводимость диода, w - циклическая частота.

Второе звено состоит из дросселя с индуктивностью Ь2 и активным сопротивлением Я2. Нагруженная добротность такого звена Q=wL2/R2. При равенстве добротностей описанных звеньев получается система из двух резонаторов с равными нагруженными добротностями с четвертьволновой связью (рис. 2,б). Частотные характеристики таких ППФ описываются выражением:

Ln = 1 + е У,

(5)

где п - частотная переменная.

Схема позволяет легко перейти к чебышевской характеристике пропускания. Для этого достаточно снизить волновое сопротивление р соединительных четвертьволновых линий, т. е. ввести дополнительный трансформатор между резонаторами на рис. 2. Таким трансформатором является линия связи с р<1

[3].

Для проектирования по заданным формулам использовалась программа ЛБ82005, в результате чего было подобрано минимальное количество диодов, а также оптимальная длина коаксиальных отрезков, обеспечивающих заданный уровень потерь в полосе пропускания и развязку прм от прд: в приемном плече - 4 диода, в передающем плече 2 диода, длина коаксиальных линий 45 мм [5]. В ходе проектирования была получена исходная, идеальная схема, в которую, затем, были добавлены паразитные параметры, после чего схема была оптимизирована и, в результате, были получены графики (рис. 3,а и 3,б) ослабления сигнала в закрытом и открытом каналах для режима передачи и приема коммутатора.

На рис. 4 представлена принципиальная электрическая схема разработанного коммутатора.

гпЭ

freq= 100.0MHz dBtS[1 2У)= О-330

m3

пги

freq=700.0MHz dB(S(1 .2))=-0.340

тД

\г

-20—

-40—

-60_

-00—

-100.

т1

freq= 100.0MHz dBfS (2.3))= -78.576 ‘------------ГТЇ2-‘

m2

fre q=370.0MHz dB tS (2,3))=-67.256

Ослаб. - б откр канале

. Ослаб, в закр.

, канале'

fineq. GHz

а)

Гм'1

freq=130.0MH2 dB (S [2 ,Э^=-О.В JS

m3

freq=?OO.OMHs

dB[S(1 ,2])=-1S.599

0.4 0.6

freq, GHz

б)

Рис. 3. Ослабление сигнала в режиме а) передачи и б) приема

Коммутатор имеет два плеча, приемное и передающее. В первом плече сигнал идет с выхода передатчика 1 на вход антенны 2, а во втором плече сигнал идет с выхода антенны 2 на вход приемника 3. На выходы 4 и 5 подаются попарно чередующиеся запирающее и открывающее напряжения 150 В и -6 В.

В передающем плече на выходе передатчика стоят параллельно включенные развязывающие конденсаторы С3 - С5 (К10-57-250 В-150 пФ±10 %), защищающие высокочастотный тракт от напряжения смещения. Ту же роль выполняют конденсаторы С6 -С8 и С9 - С11 (К10-57-250 В-150 пФ±10 %) в приемном плече, а также конденсаторы С12 - С14 (К10-57-250 В-150 пФ±10 %) на входе антенны. При подаче прямого напряжения смещения -6 В на диоды VD1, VD2 (2А555А3) [4], они открываются и обеспечивают прохождение вч сигнала с выхода прд 1 на вход антенны 2. В это же время на диоды VD3, VD4, VD5, VD6 (2А520А) [4] подается обратное напряжение смещения 150 В, они закрываются и блокируют прохождение вч сигнала в приемном плече. Подача прямого напряжения смещения на диоды VD3 - VD6 обеспечивает работу приемного плеча. Дроссели L1 - L8 (0,2 мкГ н) обеспечивают прохождение сигнала в нужном направление без потерь. Резисторы R1 - R5 (С2-33Н-0,5-12 Ом±10 %-А-Д-В) подбираются с учетом характеристик PIN диодов для получения необходимого тока смещения. Блокировочные конденсаторы С1, С2 (К10-57-250 В-240 пФ±10 %) уменьшают помехи вч сигнала. В приемное плечо коммутатора, между диодами VD3 и VD4, а также между диодами VD5 и VD6 добавлены четверть волновые отрезки коаксиальных линий для уменьшения потерь в коммутаторе.

На рис. 5, 6 представлены схема расположения элементов, а также трассировка обеих сторон печатной платы.

В ходе проектирования был сконструирован макет и с него были получены экспериментальные графики (рис. 7):

Рис. 4. Электрическая принципиальная схема коммутатора

Рис. 5. Схема расположения элементов

Рис. 6. Первая и вторая стороны печатной платы с трассировкой;

1 - четвертьволновые отрезки коаксиальных линий;

2 - радиатор; 3 - отверстия под диоды 2А555А3

ml freq= 100.0 MHz dB(S(1 ,2))=-0.330 m2 freq=720.0MHz dB(S(1 ,2))=-0.343 ml fre q=1 00.0 MHz dB(S(1 ,2))=-30.158 m2 freq=130.0MHz dB(S(1 .2))=-17.799 m3 freq=720.0MHz dB(S(1 .2))=-18.407

m3

fre q= 1 □□. □ M H z dB(S(1 ,2))=-Q.3B

300 -400 SOD

freq, MHz

m4

fre q=720. □ M H z dB(S(1 ,2))=-G.34

a)

freq=100.0MHz d В (S (2,3))=-0.554

-D.2-

-0.4_

-0.6-

-0.8-

m2

freq=120.0MHz dB(5(2,3))=-D 971

m3

fre q=720.0 M H z dB(5(2,3))=-D .4DD

t no

.JmG

m4

fre q= 100.0 M H z dBCSC2,3))=-0-653

100 200 300 400 500 600

freq, MHz

700 80

m5

freq=130.0MHz d В (S (2,3))=-0.9 79

m6

fre q=720.0M H z d В (S C2.3))=-0 • 472

tn4

fre q= 100. 0 M H z d В (S (2 ,Э))=-5Б. 7

m5

fre q=310.0MHz dBfS(2 ,ЗУ)=-51.5

гпБ

freq=720.0MHz

dB(S(2.3))=-62.8

в) г)

Рис. 7. Расчетные (сплошная линия) и экспериментальные (прерывистая линия) графики ослабления: а) пропускание в режиме прд; б) запирание в режиме прд;

в) пропускание в режиме прм; г) запирание в режиме прм.

Из графиков видно, что экспериментальные и расчетные данные почти полностью совпадают. Различия на графике 7, г вызваны несовершенством измерительного прибора, обеспечивающего измерение подавления сигнала не более 60 дБ.

В качестве аналога был рассмотрен широкополосный СВЧ-переключатель [1], имееющий следующие характеристики:

- полоса пропускания 0-4 ГГ ц;

- уровень сигнала в открытом канале 1,5 дБ;

- уровень сигнала в закрытом канале 45 дБ.

Разработанный коммутатор имеет следующие

характеристики:

- потери в открытом канале в режиме прд не более 0,4 дБ;

- потери в открытом канале режиме в режиме прм не более 1 дБ;

- полоса пропускания 100-720 МГц;

- уровень сигнала в закрытом канале в режиме прм не менее 51 дБ.

В результате проектирования были рассчитаны потери коммутатора в режимах запирания и пропускания, сконструирован макет и были получены расчетные и экспериментальные графики потерь коммутатора в режимах передачи и приема. Полученные расчетные характеристики достаточно точно совпа-

дают с экспериментальными и полностью соответствуют поставленным задачам. В результате оптимизации в ADS2005 удалось расширить полосу пропускания коммутатора (100-720 МГц), что позволит расширить спектр его применения. Разработанный коммутатор обладает следующими преимуществами: простота конструкции, малые потери в открытом канале, широкая полоса пропускания, высокий уровень сигнала в закрытом канале.

Авторы выражают благодарность профессору Ю.Г. Пастернаку за высказанные замечания.

Литература

1. Толстуцкий С.И., Понов М.А., Казачков В.В. Монолитная интегральная схема двухканального СВЧ-переключателя для диапазона 0...4 ГГц. - Электромагнитные волны и электронные системы, 2006, № 6, С. 55-57.

2. Schindler, M.J., Miller, M.E., Simon, K.M. DC-20 GHz NхM Passive Switches. - IEEE Transaction On Microwave Theory And Techniques, 1988, vol. 36, no. 12.

3. Вайсблат А.В. Коммутационные устройства СВЧ на полупроводниковых диодах. «Радио и связь», 1997. С. 116.

4. Горюнов Н.Н. Диоды, тиристоры, оптоэлектронные приборы, Справочник, издание второе, переработанное - Москва Энергоатомиздат, 1985. С. 743.

5. Программное обеспечение Advanced design system 2005, фирма Agilent.

Воронежский государственный технический университет ОАО «Концерн «Созвездие»»

LOW LESS HIGH FREQUENCY SWITCHER ON PIN-DIODES D.V. Osminin, U.S. Balashev, B.I. Mihin The main purpose of this article was to designed switcher for working in the frequency band 300-500 MHz with the feed through power 100W, providing simultaneously loss 0.5 dB in the transmitter channel and isolation receiver channel from transmitter channel more than 45 dB

Key words: switcher, loss, band pass, isolation