CC BY
1Научная статья УДК 621.382.3
doi:10.24151/1561-5405-2024-29-6-772-786 EDN: EFLYTV
Высокочастотная модель транзистора со статической индукцией
1 2 3 2 3 1
Ю. Н. Максименко , К. О. Петросянц ' , Д. С. Силкин ' , В. К. Грабежова
1ООО «Дизайн-центр биомикроэлектронных технологий "Вега"», г. Новосибирск, Россия
Национальный исследовательский университет «Высшая школа экономики», г. Москва, Россия
о
Институт проблем проектирования в микроэлектронике Российской академии наук, г. Москва, Россия
Аннотация. Физико-математическая модель транзистора со статической индукцией дает возможность проводить расчет основных ВАХ и анализ конструкции приборов для статического режима при биполярном режиме работы транзистора, а также позволяет понять возможности улучшения конструкции кристалла. Однако данная модель не обеспечивает анализ работы приборов со статической индукцией на высоких частотах, без которого нельзя создать конструкцию прибора с оптимальными параметрами. В работе представлена модель приборов со статической индукцией для анализа их работы на высоких частотах. Предложены пути по улучшению конструкции кристалла, позволяющие увеличить скорость переключения более чем на порядок. С применением представленной модели проведен анализ высокочастотных свойств транзистора КП926. Установлено, что в конструкцию кристалла можно внести изменения, приводящие к увеличению рабочей частоты прибора более чем на порядок при сохранении основных ВАХ.
Ключевые слова: транзистор со статической индукцией, физико-математическая модель, сопротивление транзистора в открытом состоянии, быстродействие
Для цитирования: Максименко Ю. Н., Петросянц К. О., Силкин Д. С., Грабежова В. К. Высокочастотная модель транзистора со статической индукцией // Изв. вузов. Электроника. 2024. Т. 29. № 6. С. 772-786. https://doi.org/10.24151/1561-5405-2024-29-6-772-786. - ББ№ ББЬУТУ.
© Ю. Н. Максименко, К. О. Петросянц, Д. С. Силкин, В. К. Грабежова, 2024
Original article
High-frequency transistor model with static induction
• 1 2 3 * * 2 3 1
Yu. N. Maksimenko , K. O. Petrosyants ' , D. S. Silkin ' , V. K. Grabezhova
1Vega Biomicroelectronic Technology Design Center LLC, Novosibirsk,
Russia
2
National Research University Higher School of Economics, Moscow, Russia
Institute for Design Problems in Microelectronics of the Russian Academy of Sciences, Moscow, Russia
Abstract. Physical and mathematical model of a transistor with static induction makes it possible to calculate the main current-voltage characteristics and to analyze the design of devices for static mode in bipolar operation of transistor, and also to understand the possibilities of crystal design improvement. However, this model does not allow analyzing the operation of devices with static induction at high frequencies, without which it is impossible to create a device design with optimal parameters. In this work, a model of devices with static induction for their operation analysis at high frequencies is presented. The ways of crystal design improvement allowing an increase in switching rate by more than an order of magnitude are proposed. Using the developed model, an analysis of the operation of the KP926 transistor at high frequencies was carried out. It has been established that it is possible to make changes to the crystal design that will lead to an increase in the operating frequency of the device by more than an order of magnitude while maintaining the main current-voltage characteristics.
Keywords, transistor with static induction, physical and mathematical model, transistor resistance in open state, performance
For citation, Maksimenko Yu. N., Petrosyants K. O., Silkin D. S., Grabezhova V. K. High-frequency transistor model with static induction. Proc. Univ. Electronics, 2024, vol. 29, no. 6, pp. 772-786. https,//doi.org/10.24151/1561-5405-2024-29-6-772-786. -EDN, EFLYTV.
Введение. Транзистор со статической индукцией КП926 - мощный высоковольтный прибор, работающий одновременно как в полевом, так и биполярном режимах [1]. Запирание тока, который протекает через прибор и на пути которого нет ^-n-переходов, происходит за счет расширения обедненной области при приложении обратного смещения к затворному ^-n-переходу, в то время как переход транзистора в открытое состояние осуществляется подачей через затворный ^-n-переход прямого тока. Инжекция носителей в канал приводит к уменьшению сопротивления канала до уровня ~ 1 мОм. Эти особенности позволяют добиться низких статических потерь и работать на частотах ~ 1 МГц при управлении токами в несколько десятков ампер. Ключи с такими параметрами востребованы, например, в схемах питания мощных электродвигателей, системах ускоренной зарядки электромобилей, т. е. там, где важно получить оптимальное соотношение высокой управляемой мощности и частоты работы устройства. Сравнительный анализ показывает, что по сопротивлению открытого канала при-
боры со статической индукцией превосходят многие типы силовых ключей, в том числе биполярные транзисторы с изолированным затвором [2], чем обусловлены меньшие потери мощности и повышенная энергоэффективность этих приборов [3], а также современных полевых транзисторов, выполненных на широкозонных материалах SiC и GaN [4].
Несмотря на свои уникальные ключевые характеристики, транзистор КП926 имеет существенный недостаток - при работе на предельных токах (10-16 А) у транзистора при выключении увеличивается время рассасывания неосновных носителей до 1,5 мкс. Данное обстоятельство создает проблемы при построении радиоэлектронных устройств и ограничивает его высокочастотные свойства.
В настоящей работе рассматривается модель приборов со статической индукцией, позволяющая проводить анализ их работы на высоких частотах. С помощью данной модели проводится анализ высокочастотных свойств транзистора КП926.
Конструкция кристалла транзистора КП926. В работе [5] предложена модель, позволяющая проводить анализ зависимости основных ВАХ приборов со статической индукцией от конструктивных и электрофизических параметров. Анализ ВАХ транзистора КП926 с использованием этой модели показал, что путем изменения некоторых параметров конструкции можно увеличить коэффициент усиления по току более чем в два раза. Это приводит к снижению мощности управления и, соответственно, к повышению быстродействия. Однако данная модель не позволяет проводить анализ прибора при работе на высоких частотах, а без такого анализа нельзя создать оптимальную конструкцию. Анализ работы высоковольтных ключевых транзисторов со статической индукцией, таких как КП926, КТ9154, КП942 и т. д., на высоких частотах показал, что при выключении транзистора ток стока снижается на 60 %, а затем выключение затягивается до 1,5 мкс.
Для того чтобы понять особенности работы транзисторов на высоких частотах, рассмотрим конструкцию кристалла транзистора КП926. Топология кристалла КП926
выполнена по типу Overlay. Длина истока 242 мкм. Всего истоков 5100 шт., они включены параллельно, их общая длина составляет 123,42 см [1]. Расстояние между краями истоков 78 мкм, и здесь находится металлизация затвора (рис. 1).
На высоких частотах области I—III (см. рис. 1) по-разному влияют на быстродействие прибора. В биполярном режиме работы ток затвора подводится к вертикальному каналу транзистора следующим образом.
В области I ток затвора течет по металлизации и от торцов истоков, далее по р-области с двух сторон к центру истока. Если сопротивление р -области большое и падение напряжения по этой области соизмеримо с напряжением открывания p—n-перехода (0,7 В), то с повышением частоты выключение истока в центральной части будет запаздывать. В этих местах
Рис. 1. Топология транзистора КП926 (вид сверху): I — область с металлизацией затвора на торцах истоков; II — область с отсутствием металлизации затвора на торцах истоков; III — p+-область затвора под площадкой затвора и на периферии; модели 1—3 — участки, где емкости принципиально
различаются Fig. 1. KP926 transistors topology (top view): I — the area where there is a metallization of the gate from the ends of the sources; II — the area where there is no metallization of the gate from the ends of the sources; III — the p+ shutter area under the shutter pad and on the periphery; models 1—3 — areas where capacities are fundamentally different
возникает перегрев кристалла, образуется горячее пятно, что приводит к пробою между истоком и затвором. В транзисторе КП926 сопротивление этих областей мало и проблем с пробоем не наблюдается. В транзисторах со статической индукцией эта проблема существует [6]. В области II ток затвора течет по металлизации, затем по широкой (78 мкм) р-области, далее так же, как в области I. Область III (р-область затвора по периферии) имеет ширину 350 мкм, размер площадки под затвор 1000 х 700 мкм, что существенно больше толщины базы (38 мкм), и здесь нет тока стока, поэтому эти области работают как обычный диод. Общая площадь области III (назовем ее паразитной) составляет 40 % от активной части кристалла.
Рассмотрим механизм ввода и вывода неосновных носителей из каналов транзистора и из областей под площадкой затвора и на периферии. На рис. 2 показан поперечный разрез кристалла КП926.
Площадка Периферийная
затвора Затвор Исток «+-истоки область
Рис. 2. Поперечный разрез кристалла транзистора КП926 Fig. 2. Cross section of the crystal of the KP926 transistor
При вводе транзистора в биполярный режим в затвор вкачивается ток и неосновные носители (дырки) впрыскиваются в каналы (см. рис 2), а также под площадку затвора и на периферии. В каналах создается положительный заряд, который вытягивает электроны из истока. Образуется электронно-дырочная плазма, и сопротивление транзистора уменьшается почти на три порядка. Время включения определяется перезарядкой барьерных емкостей (СЗи и СЗС) и диффузионной емкости, которые зависят от площади затвора.
Для выключения транзистора на затвор подается отрицательное напряжение. Ин-жекция дырок прекращается, создается поле, которое вытягивает дырки в затвор. Пока транзистор открыт (области пространственного заряда не перекрывают канал), из истока навстречу дыркам продолжают двигаться электроны и происходит активная их рекомбинация. После выведения из канала всех неосновных носителей в нем образуется область пространственного заряда, которая его перекрывает, но в нагрузке продолжает течь ток по цепи затвор-сток до тех пор, пока все неосновные носители не удалятся из высокоомной области стока. Время их вывода определяет задержку выключения. Чем
меньше заряд, накопленный неосновными носителями, и чем выше обратный импульсный ток затвора, тем меньше время задержки выключения прибора.
На рис. 3, а приведена эквивалентная схема замещения статического индукционного транзистора для полевого режима работы [7].
Рис. 3. Эквивалентные схемы замещения статического индукционного транзистора при работе в полевом (а) и биполярно-полевом (б) режимах: Сд. ЗИ - диффузионная емкость затвор-исток; Сд. ЗС - диффузионная емкость затвор-сток; R3 - сопротивление p-области от металлизации затвора до середины истока, Rk3, RK.c, - сопротивления выводов
корпуса
Fig. 3. Equivalent circuits of a static induction transistor when operating in field (a) and bipolar field (b) modes: Сд. ЗИ - gate-source diffusion capacitance; Сд. ЗС - gate-drain diffusion capacitance; R3 - resistance of the p+ region from the gate metallization to the middle of the source,
Rk.3, Rk.c, Rk.* - package lead resistances
Согласно эквивалентной схеме замещения максимальная частота генерации определяется выражением
F =-—--(1)
max 9 (Г ,Г V 2%-ууб.зи + Сб.ЗС )
где gm - крутизна характеристики внутреннего транзистора (на рис. 3 обозначена как Gc); Сб. зи - барьерная емкость затвор-исток; Сб. зс - барьерная емкость затвор-сток.
Формула (1) показывает, что для повышения высокочастотных свойств в полевом режиме работы прибора необходимо увеличить крутизну характеристики и уменьшить емкости Сб. зи и Сб. зс. Емкость Сб. си не оказывает влияния на времена переключения. Авторы работы [7], рассматривая конструкцию транзистора с планарным затвором, считают, что «внутреннее» сопротивление затвора намного меньше внешнего, и не учитывают его. Однако в конструкциях со скрытым затвором внутреннее сопротивление характеризуется большим значением. С повышением частоты падение напряжения на нем растет, напряжение, приложенное к управляющему р-п-переходу, уменьшается, и коэффициент усиления с ростом частоты падает. Аналогично происходит и в конструкции с планарным затвором, построенной по типу Overlay, если сопротивление р-области вдоль зубца истока большое.
При работе транзистора в биполярно-полевом режиме в эквивалентную схему необходимо добавить диффузионную емкость между затвором и стоком, а также затвором и истоком, которая возникает при переводе прибора в биполярный режим путем впрыскивания неосновных носителей в канал и базу. Данную емкость следует разбить на две: емкость в канале и емкость под площадкой затвора и на периферии, так как механизм их работы на высоких частотах разный.
На рис. 3, б приведена эквивалентная схема замещения транзистора с учетом его работы в биполярном режиме.
Для транзистора КП926 R3 << Яг (сопротивление генератора, подающего импульсы управления на транзистор), и R3 не оказывает влияния на частотные свойства прибора. Тогда выражение (1) примет вид
g m
F_, =
2к • {сб ЗИ + С б ЗС + Сд. ЗИ + Сд. ЗС )
Построение трехмерной модели транзистора. Поскольку у транзистора КП926 ЯЗ << Яг, динамические характеристики определяются только паразитными емкостями в структуре транзистора и Яг, для их расчета требуется построение трехмерной модели. Создание полноразмерной трехмерной модели 1-к-1 кристалла, состоящего из нескольких тысяч ячеек, не представляется возможным. Стандартной практикой для таких случаев является разработка трехмерной модели одной ячейки с последующим масштабированием на коэффициент площади. Однако эта методика применяется только в тех случаях, когда можно выделить элементарный объем, в котором учтены все физические эффекты, влияющие на моделируемые величины. В рассматриваемом случае на топологии можно выделить участки (модели 1-3), где емкости принципиально различаются (см. рис.1).
Модель 1 (рис. 4, а) описывает участок, примыкающий к контакту затвора (длина области металлизации затвора не в масштабе). Ее основная задача - определить, как площадь затвора на периферии и под площадкой затвора будет влиять на динамические характеристики. В этой модели берется одна «полоска» истока и к ней с одной стороны подводится большая площадка затвора с металлизацией (область III на рис. 1). Длина площадки затвора - подгоночный параметр, она выбирается такой, чтобы при умножении на число участков (18, см. рис. 1) получалась полная площадь области III на рис. 1, равная 10,05 мм2.
Металлизация Металлизация
в
Рис. 4. Общий вид и поперечное сечение (эпитаксиальная часть выше подложки) модели 1 с металлизацией затвора (а); модель 2 с одним истоком и прилегающей к нему областью затворов (б); модель 3 с покрытой металлом областью и полупроводниковыми областями на торцах с частью p-слоя, по которой должны пройти носители заряда, прежде чем попадут
в канал (в)
Fig. 4. General view and cross section (the epitaxial part is above the substrate, the length of the gate metallization area is not scaled) of model 1, including the metallization of the shutter (a); model 2, which includes one source and adjacent gate areas (b); model 3 with the metal-coated region and the semiconductor regions at the ends representing that part of the p+ layer through which charge carriers must pass before they enter the channel (c)
Модель 2 (рис. 4, б) описывает структуру в области I на рис. 1. Модель включает в себя одну полоску истока, к которой с торцов подходят контакты затвора. Ширина р-областей, примыкающих к истоку, а также ширина областей металлизации затвора взяты равными половине от их ширины по топологии, чтобы при умножении давать площадь, равную площади структуры, не вошедшей в области II и III на рис. 1. В поперечном сечении эта модель дает структуру, использованную для моделирования статических характеристик в работе [5].
Модель 3 (рис. 4, в) предназначена для моделирования влияния на динамические характеристики области II на рис. 1. Эта модель в целом аналогична модели 2, но вся поверхность полупроводника закрыта диэлектриком, на котором расположена металлизация истока. Эта модель имеет две основные задачи: во-первых, она моделирует влияние емкости, образованной структурой металл истока - изолирующий диэлектрик - р-слой затвора в области II на рис. 1, во-вторых, она должна моделировать распределенную емкость р-п-перехода. Для этого длина затвора в модели принимается в качестве подгоночного параметра и будет варьироваться, чтобы определить, насколько значимым является данный эффект.
Подгоночная часть затвора не в масштабе. Угол 90° не учитывается. Коэффициенты площади в модели 3 задаются отдельно для каждого контакта. Для затвора коэффициент равен 8, так как в модели две точки подключения контакта затвора к структуре, а на топологии их 16. Для стока и истока коэффициент площади равен 530 по числу полос истока в области III на рис. 1.
Для упрощения расчетов в модели 2 коэффициент площади принят равным 5100 по полному числу стоков и истоков. Таким образом, эта модель представляет собой идеализированную версию транзистора без учета контактных площадок. В модели 1 коэффициент площади истока, так же как и модели 2, равен 5100, а коэффициенты площади вычисляются как отношение площади затвора и стока в приборе и в модели. Для затвора коэффициент площади принят равным 36, коэффициент стока - 114, при этом ширина металлизации затвора равна 525,25 мкм. Это значение принято как компромисс между необходимостью показать влияние этой области на работу прибора и приемлемым значением расчетной сетки. Во всех моделях применяются транзисторная структура и набор моделей физических эффектов, приведенные в [5].
При анализе результатов моделирования следует учитывать, что раздельная симуляция работы прибора с помощью моделей 1-3 не дает точных результатов расчета динамических параметров прибора, а лишь позволяет качественно оценить влияние отдельных конструктивных решений на его характеристики. На практике управляющий ток затвора будет распределяться между всеми участками структуры сообразно соотношению их проводимостей, а изменение напряжения между стоком и истоком будет меняться пропорционально сумме проводимостей каналов, напряжение падения каждого из которых определяется долей тока затвора, накачивающего канал избыточными носителями. Имеющиеся вычислительные и программные возможности не позволяют просчитать этот процесс.
Моделирование динамических характеристик. Определение динамических параметров. Согласно полученной схеме измерения и эпюрам напряжений, измерение времени включения и выключения происходит по анализу осциллограммы напряжений. На затвор подается импульс напряжения, соответствующий току 10 А, время включения определяется как время, за которое напряжение стока упадет до минимального значения (рис. 5). Сток нагружен резистором сопротивлением 30 Ом.
К динамическим параметрам относятся задержка включения твкл, а также задержка выключения, состоящая из времени рассасывания трас и времени тс, определяющего скорость запирания тока. На время задержки могут повлиять процессы накопления и рассасывания заряда в структуре, а также паразитные емкости. Согласно описанию режимов измерения, при включении нормируется ток затвора, а при выключении - напряжение на затворе. Модель не позволяет задавать разные источники на разных этапах расчета, поэтому при моделировании для управления затвором использовался источник напряжения, параметры которого подобраны так, чтобы выдавать заданный ток во включенном состоянии. Включение транзистора. Структура транзистора с указанием элементов, оказывающих влияние на динамические параметры, приведена на рис 6.
Общая платность гокл А-см'-Щ I.3081106 Н 3,127-Ю4 . 7,478'102
S 1,788' 10 4.277 10"' 1.023 -10 2 2,445' 10"*
Рис. 6. Распределение плотности тока в структуре при включении в модели 1: 1 - слаболегированная область канала, которая должна заполняться носителями, прежде чем транзистор откроется; 2 - область под разделительным диэлектриком, где происходит перезарядка донной части p+-n-перехода; 3 - область затвора с металлизацией, которая фактически не принимает участия во включении / выключении структуры; 4 - закрытая область донной части р+-п-перехода; 5 - паразитный МДП-конденсатор между затвором и
истоком
Fig. 6. Current density distribution in the structure when switched on in the model 1: 1 - a weakly alloyed area of the channel, which must be filled with carriers before the transistor opens; 2 - the area under the separation dielectric, where the bottom part of the p+-n junction is recharged; 3 - the gate area with metallization which does not actually take part in the switching on/off of the structure; 4 - the closed area of the bottom part of the p+-n junction; 5 - a parasitic metal-insulator-silicon capacitor between the gate and the source
Процесс включения структуры состоит из следующих этапов. На первом этапе открывается боковая часть р-и-перехода. Начинается накачка слаболегированной области канала избыточными носителями (область 1 на рис. 6). По мере нарастания тока в области под разделительным диэлектриком происходит перезарядка донной части
Рис. 5. Осцилограмма напряжений для определения динамических параметров транзистора КП926 (Ur - напряжение управляющего
импульса; /сп - время спада тока) Fig. 5. Voltage oscillograms for determination of the dynamic parameters of KP926 transistor (Ur - control pulse voltage; - current decay time)
р-п-перехода под этой областью (область 2 на рис. 6). Это ограничивает скорость изменения напряжения и, как следствие, ток в области 1, что может давать дополнительную задержку. В области металлизации затвора металл должен эффективно шунтировать полупроводниковую структуру, поэтому здесь ток по полупроводнику достаточно мал (область 3 на рис. 6), а напряжение на р-п-переходе остается практически постоянным и отрицательным (область 4 на рис. 6, где белая линия показывает границу области пространственного заряда, которая зависит от напряжения на переходе). Эти участки не оказывают влияния на процессы включения и выключения. Предположение, что область затвора на периферии и под площадкой затвора при открывании транзистора работает как обычный диод, неверно.
На рис. 7 показаны результаты моделирования включения транзистора для моделей
1-3.
2-Ю"7 2,5-Ю-7 3-10"7
Время, с
Рис. 7. Зависимость напряжения от времени при включении для моделей 1-3 Fig. 7. Voltage dependence on power-on time for models 1-3
Из рис. 7 следует, что наихудшее поведение демонстрирует модель 1, имитирующая область III на рис. 1. В этой модели площадь разделительного диэлектрика макси-
+
мальная, соответственно, выше паразитная емкость перезаряжающейся части дна р -n-перехода. Модель 2, имитирующая область I на рис. 1, не имеет разделительного диэлектрика сбоку, поэтому скорость включения здесь ограничена только паразитной емкостью затвор-сток под разделительным диэлектриком на торцах. В модели 3 максимальная паразитная емкость затвор-исток (область 5 на рис. 6), но отсутствуют разделительные диэлектрики. Судя по тому, что включение структуры в этой модели произошло без задержек, МДП-структура не оказывает значительного влияния на этот процесс.
Можно заключить, что основным ограничивающим фактором для времени включения являются область затвора на периферии и под площадкой затвора и длина области 2 вдоль полоски истока (242 мкм) на рис. 6. Площадь металлизации не влияет на задержку включения, паразитные МДП-структуры также не оказывают существенного воздействия.
Влияние области затвора на периферии и под площадкой затвора на время включения транзистора легко устранить путем ее отключения от затвора [8], а уменьшение
длины области 2 (см. рис. 6) приводит к уменьшению эффективности использования площади кристалла. Снизить влияние области 2 на время включения можно путем увеличения коэффициента усиления прибора.
Выключение транзистора. При подаче отрицательного напряжения на затвор, прежде чем транзистор сможет перейти в закрытое состояние, из слаболегированной
области должен быть удален избыточный заряд. Область избыточного заряда показана на рис. 8.
Концентрация легирования в эпитакси-альном слое модели равна 4-1014 см-3. Из рис. 8 следует, что у открытого канала концентрация свободных носителей превышает это значение на один-три порядка. Помимо этого, следует учитывать, что по пути сток-исток протекает значительный ток, который непрерывно пополняет число носителей в канале. Поэтому мгновенный ток затвора, необходимый для быстрого удаления этого заряда, должен быть значительно выше, чем постоянный ток стока. В случае если ток ограничен, удаление заряда занимает больше времени. В целом время задержки определяется двумя факторами: совокупным зарядом, который необходимо удалить, и током затвора, который для этого применяется. Осциллограммы напряжений при выключении приведены на рис. 9. Видно, что модели 1 и 2 показывают сопоставимые результаты. Различия могут быть обусловлены тем, что в модели 1 происходит также перезарядка емкости под разделительным диэлектриком сбоку (область 2 на рис. 6). Модель 3 имеет на порядок более высокие задержки. Это может быть обусловлено тем, что в этой модели площадь контакта затвора мала по сравнению с остальными моделями. Из-за этого максимальный ток затвора существенно ограничен. Для проверки этой теории проведем дополнительное моделирование модели 3, задав коэффициент площади 530 вместо 8. Результаты моделирования приведены на рис. 10, из которого видно, что увеличение площади затвора в модели (а вместе с ней и пропускной способности по току) позволяет в разы быстрее отводить ток из канала, в результате чего быстродействие повышается. Несмотря на то что в модели с коэффициентом площади 530 созданы условия отведения тока, близкие к действующим в моделях 1 и 2, время выключения все еще существенно превышает времена, характерные для этих моделей. Это может быть обусловлено влиянием других паразитных емкостей в приборе.
Влияние донной части р-и-перехода под областью 2 на рис. 6 на динамические параметры может быть оценено исходя из зависимости динамических параметров от длины разделительного диэлектрика. Такая зависимость представлена на рис. 11.
Электронная плотность, см"-'
g 4,000 -1017 ' 1,265-Ю17 4,000-Ю16 1,265-Ю16 4,000 1015 ^ 1,265-Ю15 ■ 4,000- 10м
Рис. 8. Распределение свободных электронов в эпитаксиальном слое открытого транзистора
для модели 3 Fig. 8. Distribution of free electrons in the epitaxial layer of an open transistor for model 3
Рис. 9. Зависимость напряжения от времени при выключении для моделей 1-3 Fig. 9. Voltage dependence on shutdown time for models 1-3
Рис. 10. Влияние пропускной способности по току затвора на время задержки выключения для модели 3 при коэффициенте площади 530 (кривая 1) и 8 (кривая 2) Fig. 10. The effect of gate current throughput on the shutdown delay time in model 3 with surface coefficient 530 (curve 1) and 8 (curve 2)
На рис. 11 время включения структур с длиной разделительного диэлектрика 2,4 и 4,5 мкм практически совпадает и меньше времени включения структуры с длиной разделительного диэлектрика 12,4 мкм на 40 %. При выключении структуры с длиной 4,5 и 12,4 мкм времена выключения показывают небольшую разницу, хотя явно видно, что в структуре с длиной диэлектрика 4,5 мкм выключение начинается быстрее. Структура с длиной 2,4 мкм не выключается до конца, напряжение сток-исток на ней не превышает 270 В, следовательно сопротивление транзистора составляет 270 Ом. Это говорит о том, что изменение этого параметра требует осторожности.
5-Ю-7 МО"6
Время, с
Рис. 11. Переходной процесс включения и выключения транзистора для модели 1 при разных
значениях длины разделительного диэлектрика: 1 - 2,4 мкм; 2 - 4,5 мкм; 3 - 12,4 мкм Fig. 11. The transient process of switching on and off the transistor for model 1 at different values of the length of the separation dielectric: 1 - 2.4 |im; 2 - 4.5 |im; 3 - 12.4 |im
Исходя из результатов моделирования можно сделать вывод, что наличие в структуре области, соответствующей модели 3 (область II на рис. 1), будет значительно замедлять работу прибора, так как еще в течение нескольких микросекунд после закрытия остальной части прибора здесь будет протекать ток. При удалении этой области переходной процесс выключения транзистора должен в большей степени соответствовать графикам, полученным для моделей 1 и 2.
Необходимость удалить заряд из слаболегированной области является принципиальным ограничивающим фактором для времени выключения этого типа приборов. Поэтому скорость выключения во многом определяется током затвора. Ограничение этого тока, например последовательным сопротивлением, будет существенно сказываться на времени выключения транзистора.
Проведенный анализ процесса выключения транзистора КП926 позволяет сделать следующие выводы:
- необходимо убрать каналы из-под контакта к истоку, а p-область отключить от затвора;
- отключить пассивную область затвора на периферии и под площадкой затвора от управляющей области затвора высокоомной n-областью стока;
- экспериментально установить значения пикового тока затвора, требуемые для получения заданных времен задержки выключения.
Заключение. Моделирование структуры транзистора КП926 с использованием Sentaurus TCAD позволило определить влияние конструктивных и электрофизических параметров структуры на основные электрические параметры прибора и сделать ряд рекомендаций по улучшению конструкции прибора. Представленная модель прибора со статической индукцией позволяет анализировать влияние конструктивных и электрофизических параметров на быстродействие прибора. Предложенные пути по улучшению конструкции кристалла дают возможность увеличить скорость переключения более чем на порядок и обеспечить способность работы транзистора на частоте до 10 МГц.
С учетом приведенных рекомендаций [8] спроектирована новая конструкция транзистора КП926, изготовлены фотошаблоны и ведется изготовление опытных образцов. Улучшение частотных свойств транзистора КП926 позволит создавать на базе данного прибора вторичные источники электропитания с меньшими габаритами и более высокой эффективностью, что очень важно для многих отраслей радиоэлектронной промышленности.
Литература
1. Максименко Ю. Мощный высоковольтный транзистор со статической индукцией КП926А, Б // Современная электроника. 2023. № 4. С. 24-27.
2. Бономорский О. И., Кюрегян А. С., Горбатюк А. В., Иванов Б. В. Сравнительный анализ статических характеристик биполярных транзисторов с изолированным затвором и тиристоров с полевым управлением // Электротехника. 2015. № 2. С. 51а-56. ББ№ ТвТМЕ.
3. Кюрегян А. С., Горбатюк А. В., Иванов Б. В. Сравнение средних по времени потерь мощности в биполярных транзисторах с изолированным затвором и комбинированных СИТ-МОП-транзисторах // Электротехника. 2017. № 2. С. 52-56. ББ№ Х8БШТ.
4. Боднарь Д. Полупроводниковая микроэлектроника - 2023 г. Ч. 1: Широкозонные полупроводники раздвигают горизонты достигнутого // Электронные компоненты. 2023. № 11. С. 17-25. ББ№ DXFS.IL.
5. Максименко Ю. Н., Петросянц К. О., Силкин Д. С., Грабежова В. К. TCAD-моделирование транзистора со статической индукцией // Изв. вузов. Электроника. 2024. Т. 29. № 4. С. 489-503. https://doi.org/10.24151/1561-5405-2024-29-4-489-503. - EDN: DWGUPK.
6. Воронин П. А. Силовые полупроводниковые ключи: Семейства, характеристики, применение. М.: Додэка-ХХ1, 2001. 380 с.
7. Максименко Ю. Н. Мощные полупроводниковые приборы со статической индукцией: монография. Новосибирск: Р^, 2022. 214 с.
8. Максименко Ю. Н. Транзистор со статической индукцией КП926 с повышенным быстродействием // Электронная техника. Сер. 2. Полупроводниковые приборы. 2022. № 3 (266). С. 51-54. https://doi.org/10.36845/2073-8250-2022-266-3-51-54. - EDN: CASSYE.
Статья поступила в редакцию 06.06.2024 г.; одобрена после рецензирования 14.06.2024 г.;
принята к публикации 10.10.2024 г.
Информация об авторах
Максименко Юрий Николаевич - кандидат технических наук, ведущий инженер ООО «Дизайн-центр биомикроэлектронных технологий "Вега"» (Россия, 630082, г. Новосибирск, ул. Дачная, 60А), [email protected]
Петросянц Константин Орестович - доктор технических наук, профессор департамента электронной инженерии Московского института электроники и математики им. А. Н. Тихонова Национального исследовательского университета «Высшая школа экономики» (Россия, 123458, г. Москва, Таллиннская ул., 34), главный научный сотрудник Института проблем проектирования в микроэлектронике Российской академии наук (Россия, 124365, г. Москва, г. Зеленоград, ул. Советская, 3), [email protected]
Силкин Денис Сергеевич - кандидат технических наук, доцент департамента электронной инженерии Московского института электроники и математики им. А. Н. Тихонова Национального исследовательского университета «Высшая школа экономики» (Россия, 123458, г. Москва, Таллиннская ул., 34), [email protected]
Грабежова Виктория Константиновна - генеральный директор ООО «Дизайн-центр биомикроэлектронных технологий "Вега"» (Россия, 630082, г. Новосибирск, ул. Дачная, 60А), [email protected]
References
1. Maksimenko Yu. Powerful high-voltage transistor with static induction KP926A, B. Sovremennaya el-ektronika, 2023, no. 4, pp. 24-27. (In Russian).
2. Bonomorskii O. I., Kyuregyan A. S., Gorbatyuk A. V., Ivanov B. V. Comparative analysis of static characteristics of insulated gate bipolar transistors and thyristors with static induction. Russ. Electr. Engin., 2015, vol. 86, iss. 2, pp. 93-97. https://doi.org/10.3103/S1068371215020042
3. Kyuregyan A. S., Gorbatyuk A. V., Ivanov B. V. A comparison of time-average power losses in insulated-gate bipolar transistors and hybrid SIT-MOS-transistors. Russ. Electr. Engin., 2017, vol. 88, iss. 2, pp. 77-80 https://doi.org/10.3103/S1068371217020043
4. Bodnar' D. Semiconductor microelectronics - 2023. Pt. 1. Wide-band semiconductors are pushing the horizons of what has been achieved. Elektronnye komponenty = Electronic Components, 2023, no. 11, pp. 17-25. (In Russian). EDN: DXFSJL.
5. Maksimenko Yu. N., Petrosyants K. O., Silkin D. S., Grabezhova V. K. TCAD simulation of a static induction transistor. Izv. vuzov. Elektronika = Proc. Univ. Electronics, 2024, vol. 29, no. 4, pp. 489-503. (In Russian). https://doi.org/10.24151/1561-5405-2024-29-4-489-503. - EDN: DWGUPK.
6. Voronin P. A. Power electronics semiconductor switches: Families, characteristics, application. Moscow, Dodeka-XXI Publ., 2001. 380 p. (In Russian).
7. Maksimenko Yu. N. Powerful static induction semiconductor devices, monograph. Novosibirsk, PVN Publ., 2022. 214 p. (In Russian).
8. Maksimenko Yu. N. Static induction transistor KP926 with increased speed. Elektronnaya tekhnika. Ser. 2. Poluprovodnikovyye pribory = Electronic Technology. Ser. 2. Semiconductor Devices, 2022, no. 3 (266), pp. 51-54. (In Russian). https://doi.org/10.36845/2073-8250-2022-266-3-51-54. - EDN: CASSYE.
The article was submitted 06.06.2024; approved after reviewing 14.06.2024;
accepted for publication 10.10.2024.
Information about the authors
Yury N. Maksimenko - Cand. Sci. (Eng.), Leading Engineer, Vega Biomicroelectronic Technology Design Center LLC (Russia, 630082, Novosibirsk, Dachnaya st., 60A), [email protected]
Konstantin O. Petrosyants - Dr. Sci. (Eng.), Prof. of the Electronic Engineering Department, Moscow Institute of Electronics and Mathematics, National Research University Higher School of Economics (Russia, 123458, Moscow, Tallinnskaya st., 34), Chief Researcher, Institute for Design Problems of Microelectronics of Russian Academy of Sciences (Russia, 124365, Moscow, Zelenograd, Sovetskaya st., 3), kpetrosyants@hse .ru
Denis S. Silkin - Cand. Sci. (Eng.), Assoc. Prof. of the Electronic Engineering Department, Moscow Institute of Electronics and Mathematics, National Research University Higher School of Economics (Russia, 123458, Moscow, Tallinnskaya st., 34), [email protected]
Victoria K. Grabezhova - General Manager, Vega Biomicroelectronic Technology Design Center LLC (Russia, 630082, Novosibirsk, Dachnaya st., 60A), [email protected]
