CC BY
4Научная статья УДК 621.375
doi: 10.24151/1561-5405-2023-28-5-629-641 EDN: QCJQXO
Входные каскады программируемых быстродействующих операционных усилителей на основе базового матричного кристалла MH2XA031
12 3 3
О. В. Дворников , В. А. Чеховский , Н. Н. Прокопенко , В. Е. Чумаков
1ОАО «Минский научно-исследовательский приборостроительный
институт», г. Минск, Беларусь
2
Белорусский государственный университет, г. Минск, Беларусь 3Донской государственный технический университет, г. Ростов-на-Дону, Россия
Аннотация. Операционный усилитель ОАтр9, разработанный на базовом матричном кристалле МН2ХА031, содержащем комплементарные биполярные транзисторы, позволяет программировать такие параметры, как ток потребления, максимальный выходной ток, полоса пропускания, скорость нарастания выходного напряжения. В работе описаны возможности дальнейшего увеличения максимальной скорости нарастания выходного напряжения операционного усилителя ОАтр9. Рассмотрено, как и для модифицированной схемы операционного усилителя ОАтр9.1, применение дифференцирующих цепей коррекции, которые форсируют процессы перезаряда паразитных емкостей в цепи базы выходных транзисторов входного каскада. При этом за счет увеличения обратного напряжения на изолирующих p-n-переходах этих выходных транзисторов уменьшена их паразитная коллекторная емкость. Показан схемотехнический прием повышения быстродействия операционного усилителя на основе двух комплементарных «перегнутых» каскодов, который исключает динамическую перегрузку промежуточного каскада и ускоряет переходные процессы в режиме большого сигнала в модифицированной схеме операционного усилителя ОАтр9.2. Приведены электрические схемы и результаты сравнительного моделирования двух модифицированных входных каскадов в структуре операционных усилителей ОАтр9.1 и ОАтр9.2, которые характеризуются соответственно напряжением смещения нуля 0,08 и 0,11 мВ, коэффициентом усиления напряжения 1,4^104 и 1,4^103, произведением коэффициента усиления напряжения на ширину полосы пропускания 655 и 298 МГц, скоростью нарастания выходного напряжения 689 и 868 В/мкс.
Ключевые слова: быстродействующий операционный усилитель, максимальная скорость нарастания выходного напряжения, базовый матричный кристалл, комплементарные биполярные транзисторы
Финансирование работы: работа выполнена при финансовой поддержке РНФ (проект № 22-29-00637).
© О. В. Дворников, В. А. Чеховский, Н. Н. Прокопенко, В. Е. Чумаков, 2023
Для цитирования: Дворников О. В., Чеховский В. А., Прокопенко Н. Н., Чумаков В. Е. Входные каскады программируемых быстродействующих операционных усилителей на основе базового матричного кристалла MH2XA031 // Изв. вузов. Электроника. 2023. Т. 28. № 5. С. 629-641. https://doi.org/10.24151/1561-5405-2023-28-5-629-641. - EDN: QCJQXO.
Original article
Input stages of programmable high-speed operational amplifiers based on the master slice array MH2XA031
• 1 *2 3 3
O. V. Dvornikov , V. A. Tchekhovski, N. N. Prokopenko , V. E. Chumakov
1 "Minsk Scientific Research Instrument-Making Institute " JSC, Minsk,
Belarus
2
Belarusian State University, Minsk, Belarus 3Don State Technical University, Rostov-on-Don, Russia
Abstract. On the master slice array МН2ХА031 containing complementary bipolar transistors an operational amplifier OAmp9 has been developed. It allows programming a number of parameters, such as consumption current, maximum output current, bandwidth, and slew rate of output voltage. In this work, the potential of further increasing the maximum slew rate of the OAmp9 output voltage is described. For its circuit, as well as for the modified OAmp9.1 circuit, the application of differentiating correction networks that boost the processes of stray capacitors recharging in the base circuit of input stage output transistors, is considered. Thus due to increase of reverse voltage on insulating p-n junctions of these output transistors their parasitic collector capacitance was decreased. A schematic technique to increase the operational amplifier response time based on two complementary "folded" cascodes, which eliminates the dynamic overload of the intermediate stage and accelerates the transient processes in a large signal mode in a modified OAmp9.2 circuit, is shown. The electrical diagrams and results of comparative modeling of two modified input stages in the OAmp9.1 and OAmp9.2 structure have been presented. OAmp9.1 and OAmp9.2 are characterized by, respectively, a zero-offset voltage of 0.08 and 0.11 mV, a voltage gain of 1.4 • 104 and 1.4 • 103, a voltage gain on bandwidth of 655 and 298 MHz, and an output voltage slew rate of 689 and 868 V/^s.
Keywords: high-speed operational amplifier, maximum output voltage slew rate, master slice array, complementary bipolar transistors
Finding: the work has been supported by the Russian Science Foundation (project no. 22-29-00637).
For citation: Dvornikov O. V., Tchekhovski V. A., Prokopenko N. N., Chumakov V. E. Input stages of programmable high-speed operational amplifiers based on the master slice array MH2XA031. Proc. Univ. Electronics, 2023, vol. 28, no. 5, pp. 629-641. https://doi.org/10.24151/1561-5405-2023-28-5-629-641. - EDN: QCJQXO.
Введение. Операционные усилители (ОУ) с высокой скоростью нарастания выходного напряжения (Output Voltage Slew Rate, SR) широко применяются в электронной аппаратуре различного назначения, поэтому методам повышения максимального значения SR ОУ с классической архитектурой посвящено значительное количество работ [1-8]. Проведенные ранее исследования [9] показали, что целесообразно проектирование быстродействующих ОУ на базовом матричном кристалле (БМК) МН2ХА031, изготовленном по ЗСЫТ-технологическому маршруту (ОАО «Интеграл», г. Минск, Беларусь), который обеспечивает формирование комплементарных биполярных транзисторов с высокой граничной частотой усиления. Так, на БМК МН2ХА031 разработаны два быстродействующих ОУ [9] с унифицированными каскадами и возможностью программирования параметров. В ОУ OAmp9 значительно улучшены SR и произведение коэффициента усиления напряжения на ширину полосы пропускания (Gain Bandwidth Product, GBP).
В настоящей работе исследуются модернизированные схемы входных дифференциальных каскадов (ДК), позволяющие повысить быстродействие ОУ OAmp9.1 и OAmp9.2 на их основе.
Входной дифференциальный каскад ОУ OAmp9. Электрическая схема входного ДК ОУ OAmp9 [9] (Дк-1) приведена на рис. 1.
Biaspl
Biasnl
Рис. 1. Схема входного ДК-1 ОУ типа OAmp9 Fig. 1. Circuit of the input differential stage DS-1 of OAmp9 type operational amplifier
Данное схемотехническое решение ДК-1 часто используется в быстродействующих ОУ разных поколений, например OPA622, КМ432УД2, 154УД1/4, НА2700 [10]. По сравнению с классическими ДК [1] схема входного ДК-1 ОУ OAmp9 может (в идеальном случае) обеспечивать существенное увеличение максимальной скорости нарастания выходного напряжения, так как [2]
SR = 2 fVUn, (1)
где f1 - частота единичного усиления скорректированного ОУ; Viim - напряжение ограничения проходной характеристики входного каскада ОУ. Для схемы на рис. 1 [2]
VUm «р/„PRG + 4Фг <E(+Х">, (2)
где Р - усредненный коэффициент усиления по току базы транзисторов Х10, X11, X18, X19; I0p - статический ток источников опорного тока на транзисторах Х1, X6, X23, X28; RG - сопротивление резистора, включенного между эмиттерами выходных транзисторов входного ДК-1 (Х10, X11, X18, X19), образующих его мостовую схему; фТ ~ 26 мВ -температурный потенциал; £^+)(-) - напряжения питания (VEE = Vcc).
Таким образом, повышение SR ОУ OAmp9 при однополюсной передаточной функции связано, прежде всего, с увеличением его частоты единичного усиления f1, например за счет применения более высокочастотного технологического процесса и специальных высокочастотных схемотехнических решений. При этом существенное влияние на SR оказывает напряжение ограничения Viim проходной характеристики его входного ДК-1, которое определяется произведением трех сомножителей (2). Однако необходимо отметить, что увеличение сопротивления резистора RG с целью повышения SR отрицательно сказывается на разомкнутом коэффициенте усиления ОУ.
На практике предельное значение SRmax в схеме ОУ OAmp9 с ДК-1 не реализуется. Это связано с наличием паразитных емкостей Cpi в цепи базы каждого из выходных транзисторов Х10, X11, X18, X19. Для получения предельных значений SRmax необходимо применять сверхвысокочастотные технологические процессы, например SiGe-технологии, обеспечивающие уменьшение паразитных емкостей Cpi, а также использовать более сильноточные режимы транзисторов Х1, X6, X23, X28 и повышенное статическое напряжение между коллектором и базой.
Отметим, что схема на рис. 1 приведена без каких-либо упрощений и сокращений, за исключением выходного повторителя напряжения, выполненного на источнике напряжения, управляемого напряжением E1 с коэффициентом передачи, равным единице, и не показанного на рисунке блока смещения, задающего напряжения в узлах Biasn1, Biasp1, равные Vbiasn1 = -3,77 В, Vbiasp1 = 3,77 В. Это позволяет, с одной стороны, показать достаточность использования только двух имеющихся на БМК резисторов с сопротивлениями 1 и 2,45 кОм для получения требуемого отношения сопротивлений, а с другой стороны, непосредственно применять рассматриваемые ДК в других схемах. Транзисторы на схеме обозначены префиксом «X», что в соответствии с правилами LTSpice указывает на то, что эти элементы реализованы в виде подсхем. Применяемые подсхемы транзисторов позволяют адекватно учесть влияние паразитной емкости коллектора, которая подключена между коллектором и глобальным узлом sub в n-p—n-транзисторе и глобальным узлом w в p-n-p-транзисторе, соответственно соединенными при моделировании с отдельными источниками напряжения Vs и VW. Одинаковые элементы на других схемах в разделах III и IV могут иметь одно и то же значение префикса, а емкость конденсатора С1, корректирующего амплитудно-частотную характери-
стику, остается постоянной, чтобы выявить относительное изменение динамических параметров ОУ при схемотехнической модернизации.
Входной дифференциальный каскад ОУ OAmp9.1 с дифференцирующими цепями коррекции. На рис. 2 показана схема модернизированного ДК [11] в структуре ОАтр9.1 (ДК-2), в котором предусмотрено введение дополнительных корректирующих конденсаторов С2 и С3. Эти конденсаторы форсируют процесс перезаряда паразитных емкостей в цепях базы выходных транзисторов Х10, Х11, Х18, Х19 входного ДК-2 [11]. Как следствие, потенциал на базе выходного транзистора Х10 имеет «более прямоугольную форму», что приводит к более быстрому изменению его тока эмиттера и тока эмиттера выходного транзистора Х19. В результате интегрирующий корректирующий конденсатор С1 перезаряжается относительно большим импульсным током через С2 и С3, что повышает максимальную скорость нарастания выходного напряжения ОУ без увеличения тока потребления ОУ в статическом режиме. Данный положительный эффект обеспечивается за счет введения корректирующих конденсаторов С2 и С3 небольшой емкости.
Biaspl
Biasnl
Рис. 2. Схема модернизированного входного ДК-2 ОУ ОAmp9.1 Fig. 2. Circuit of the updated input differential stage DS-2 of OAmp9.1 operational amplifier
При необходимости для ограничения максимального значения импульсного тока между эмиттерами выходных транзисторов Х10 и Х19 может включаться первый ограничивающий резистор. В свою очередь, для ограничения максимального выходного тока, перезаряжающего корректирующий конденсатор С1 при другой полярности входного импульсного сигнала, между эмиттерами выходных транзисторов Х11 и Х18 может включаться второй ограничивающий резистор.
Особенности дифференциального каскада ОУ OAmp9.2 с двойным «перегнутым» каскодом. На рис. 3 представлена схема входного ДК в структуре ОАтр9.2 (ДК-3), токовые выходы которого, согласованные как с шиной положительного, так и с шиной отрицательного питания, управляют комплементарным промежуточным каскадом на двух «перегнутых» каскодах Q9-Q10, Q11-Q12. Такое схемотехническое решение относится к наиболее высокочастотным и поэтому перспективно для быстродействующих ОУ.
Рис. 3. Базовая схема быстродействующего ОУ с двойным «перегнутым» каскодом [10] Fig. 3. Basic circuit of a fast-acting operational amplifier on two "folded" cas^des [10]
Однако данная схемотехника ОУ далека от оптимальных решений и не обеспечивает получение предельного быстродействия по SR. Это объясняется тем, что максимальные значения токов i^max, 'выхтах, перезаряжающих конденсатор Cb, не выше, чем
_E ы 0,7 В = E ы 0,7 В
вых max ^ 5 вых max D '
R2 R
где Ec - напряжение между положительной шиной питания и базами транзисторов
Q9, Q10.
Таким образом, в схеме ОУ на рис. 3 максимальный выходной ток промежуточного каскада /вых max ограничивается на уровнях, определяемых формулами (3), что не позволяет получить предельные значения SR. Этот недостаток устраняется в архитектуре ОУ, схема которого показана на рис. 4. Данная схема содержит входной дифференциальный каскад, работающий в режиме класса АВ, и двухканальный комплементарный «перегнутый» каскод ^9 и Q10, Q11 и Q12), определяющий процесс перезаряда емкости коррекции Сь.
Рис. 4. Схема многоканального ОУ на комплементарных биполярных транзисторах Fig. 4. Circuit of the multichannel operational amplifier on complementary bipolar transistors
Диоды "Уи5—Уи8 (см. рис. 4) могут отсутствовать. Они ограничивают изменения напряжений на резисторах R1-R4 в режиме большого сигнала. На малом сигнале диоды "Уи5—Уи8 не влияют на работу схемы ОУ, так как их токи крайне малы. Такое состояние диодов "Уи5-"Уи8 обеспечивается соответствующим выбором сопротивлений R1 = R2 и R3 = R4. Одна из существенных особенностей схемы ОУ на рис. 4 - более широкий по сравнению со схемой на рис. 3 диапазон линейной работы «перегнутого» каскода (транзисторы Q9 и Q10, Q11 и Q12), в пределах которого сохраняется пропорциональность тока, перезаряжающего емкость Сь, и входного дифференциального напряжения ОУ.
На рис. 5 приведена эквивалентная схема одного канала ОУ (см. рис. 4), характеризующая процесс передачи сигналов от входного ДК DS в высокоимпедансный узел £1 промежуточного каскада для случая, когда выходной ток /вых 2 ДК равен нулю.
Рис. 5. Эквивалентная схема промежуточного каскада в режиме больших сигналов (пунктирной линией выделены элементы, находящиеся в отсечке и не влияющие на работу схемы ОУ) Fig. 5. Equivalent circuit of a intermediate cascade in large-signal mode (dashed line indicates elements that are in the cut-off and do not affect the operation of the operational amplifier circuit)
При переходе из режима малого в режим большого сигнала в ОУ (см. рис. 5) изменяются пути передачи тока в эквивалентную нагрузку промежуточного каскада (Ri и Сь): транзистор Q3 запирается по эмиттерной цепи, а линейная (пропорциональная амплитуде ОУ) передача тока /вых i в высокоимпедансный узел E промежуточного каскада обеспечивается токовым зеркалом на транзисторе Q4, резисторе R2, двухполюснике VD1 и резисторе R1:
R
Аналогично для положительных выходных токов промежуточный каскад имеет вид
;(+)
вых 2
R,
R
вых 2
Следовательно, при больших входных сигналах ОУ на рис. 4 не имеет традиционных ограничений выходного тока промежуточного каскада, характерных для классических «перегнутых» каскодов (см. рис. 3). В итоге это повышает быстродействие ОУ, которое зависит от скорости перезаряда корректирующего конденсатора Сь, и определяется диапазоном линейной работы подсхем, включенных между входами ОУ (Вход(+)1, Вход(-)2) и высокоимпедансным узлом Еь Однако на достижение предельных параметров по SR (1) в схеме на рис. 4 оказывают влияние численные значения паразитных емкостей в цепи базы каждого из выходных транзисторов 05, 06, 07, 08. Поэтому и в данном случае рекомендуется использовать схемотехнический прием - введение дифференцирующих конденсаторов С1, С2 между базами выходных транзисторов ДК-3. На рис. 6 показана схема модернизированного ДК-3 в структуре ОАтр9.2, смоделированная в среде ЬТБрюе.
Biaspl
Biasnl
Рис. 6. Схема входного ДК-3 и ОУ на его основе Fig. 6. Circuit of the input differential stage DS-3 and operational amplifier based on it
Результаты сравнительного моделирования быстродействующих ОУ с модернизированными входными каскадами. Результаты сравнительного моделирования ОУ OAmp9, OAmp9.1 и OAmp9.2 с входными ДК-1, ДК-2 и ДК-3 соответственно приведены в таблице, а также на рис. 7 и 8. Все схемы рассмотренных ДК смоделированы с помощью программного обеспечения LTSpice. Напряжение смещения в узлах Biasnl, Biaspl устанавливается блоком смещения, подробно рассмотренным в работе [9]. Указанные на схемах сопротивления резисторов получены последовательно-параллельным соединением имеющихся на БМК резисторов с сопротивлениями 1 и 2,45 кОм. Так, резистор R13 (см. рис. 6), сопротивление которого равно 389 Ом, представляет собой параллельное соединение 500-Ом резистора и двух 3,45-кОм резисторов.
Анализ результатов схемотехнического моделирования позволяет сделать следующие выводы:
- удаление резистора RG из схемы исходного ДК-1 на рис. 1 позволило увеличить в ОУ OAmp9.1 на основе ДК-2 коэффициент усиления AV в 3,5 раза и GBP в 2,4 раза. При этом запас по фазе на частоте единичного усиления уменьшился до недопустимо малого значения, равного 6,4 град. Как следствие, входной ДК-2 рекомендуется применять в ОУ, когда его замкнутый коэффициент усиления AV > 10 и запас по фазе достаточно велик (71,4 град). В ином случае необходимо увеличить емкость конденсатора C1;
Основные значения параметров ОУ OAmp9, OAmp9.1 и OAmp9.2 Basic parameter values of OAmp9, OAmp9.1 и OAmp9.2 operational amplifier
Параметр OAmp9 c ДК-1 OAmp9.1 c ДК-2 OAmp9.2 c ДК-3
Напряжение питания VCC/VEE, В -5/5 -5/5 -5/5
Ток потребления без блока сме- 7,09 7,09 9,63
щения Ice, мА
Напряжение смещения нуля VOs, мВ 0,28 0,08 0,11
Коэффициент усиления напря- 4,0а03 1,4^04 1,4103
жения AV
Произведение коэффициента 166/189 393/655 242/298
усиления напряжения на ширину
полосы пропускания GBP (при Av = 1/10), МГц
Минимальный запас по фазе в 53,4/85,5 6,4/71,4 37,1/83
полосе пропускания Дф (при AV = 1/10), град
Максимальная скорость нарас- 599 689 868
тания выходного напряжения SRmax (при Vcc = VEE = ±10 В), В/мкс
Спектральная плотность напря- 2,64 1,45 2,50
жения шума eN, отнесенная
ко входу (при частоте 1 кГц), нВ/Гц05
Рис. 7. Зависимость выходного напряжения Рис. 8. Зависимость выходного напряжения VOU
VOU ОУ от времени t при |VS| = |V^| = 10 В: ОУ от времени t: 1 - ДК-1 при |VS| = |V^| = 5 В;
1 - ДК-1; 2 - ДК-2; 3 - ДК-3 2 - ДК-3 при |VS| = |V^| = 10 В
Fig. 7. Dependence of operational amplifier's Fig. 8. Dependence of operational amplifier's output
output voltage VOU on time t at | Vs| = | V^| = 10 V: voltage VOU on time t: 1 - DS-1 at | Vs| = | V^| = 5 V; 1 - DS-1; 2 - DS-2; 3 - DS-3 2 - DS-3 at | Vs| = | V^| = 10 V
- использование в ОУ OAmp9.2 ДК-3 с активной нагрузкой X34, X41 увеличивает напряжение смещения нуля Vos. Наиболее простым способом уменьшения Vos является регулировка коэффициента передачи повторителя тока X43, X44 путем изменения сопротивления эмиттерного резистора R19 (его шунтированием дополнительным сопротивлением R20);
- уменьшение паразитной коллекторной емкости за счет увеличения обратного напряжения на изолирующих переходах транзисторов в ДК-1 и в модернизированных схемах ДК-2 и ДК-3 приводит к увеличению SR соответственно на 5, 21, 53 % по сравнению с ДК-1 при VS = VW = 5 В, для которого SR = 568 В/мкс;
- особенно значимо увеличение SR ОУ OAmp9.2 с ДК-3 при VS = VW =10 В по сравнению с исходной схемой ДК-1 при Vs = VW =5 В (см. рис. 8).
Заключение. Для элементов БМК МН2ХА031 модернизированы схемы входных каскадов (ДК-2, ДК-3) ОУ. Компьютерное моделирование ОУ OAmp9.1 и OAmp9.2 показало, что предлагаемые схемы ОУ на основе ДК-2, ДК-3 характеризуются различным сочетанием статических, динамических параметров и шумов: AV = 1,4^ 104 и 1,4^ 103; VOS = 0,08 и 0,11 мВ; SR = 689 и 868 В/мкс; GBP = 655 и 298 МГц при AV = 10; eN = 1,45 и 2,5 нВ/Гц0,5. Это позволяет выбрать необходимую схему входного каскада в зависимости от требований к заданным параметрам ОУ.
Литература
1. Ivanov V. V., Filanovsky I. M. Operational amplifier speed and accuracy improvement: Analog circuit design with structural methodology. New York: Springer, 2004. XIV, 194 p. https://doi.org/10.1007/b105872
2. Прокопенко Н. Н., Будяков А. С. Архитектура и схемотехника быстродействующих операционных усилителей: монография. Шахты: Изд-во ЮРГУЭС, 2006. 230 с.
3. Close J. High speed op amps: Performance, process and topologies // 2012 IEEE Bipolar/BiCMOS Circuits and Technology Meeting (BCTM). Portland, OR: IEEE, 2012. P. 1-8. https://doi.org/10.1109/ BCTM.2012.6352648
4. Bowers D. F., Wurcer S. A. Recent developments in bipolar operational amplifiers // Proceedings of the 1999 Bipolar/BiCMOS Circuits and Technology Meeting (Cat. No. 99CH37024). Minneapolis, MN: IEEE, 1999. P. 38-45. https://doi.org/10.1109/BIPOL.1999.803521
5. Bales J. A low-power, high-speed, current-feedback op-amp with a novel Class AB high current output stage // IEEE Journal of Solid-State Circuits. 1997. Vol. 32. No. 9. P. 1470-1474. https://doi.org/10.1109/ 4.628768
6. Celma S., Perez F., Martinez P. A. Compensating very high-speed current feedback op-amps // IEEE Instrumentation and Measurement Technology Conference Sensing, Processing, Networking (IMTC Proceedings). Ottawa, ON: IEEE, 1997. Vol. 2. P. 1293-1298. https://doi.org/10.1109/IMTC.1997.612408
7. Sen S., Leung B. A class-AB high-speed low-power operational amplifier in BiCMOS technology // IEEE Journal of Solid-State Circuits. 1996. Vol. 31. No. 9. P. 1325-1330. https://doi.org/10.1109/4.535418
8. Xie L., Guo S., Li Z., Jin X. A high speed rail-to-rail operational amplifier with constant-gm for LVDS receiver // 2020 IEEE 20th International Conference on Communication Technology (ICCT). Nanning: IEEE, 2020. P. 1044-1048. https://doi.org/10.1109/ICCT50939.2020.9295857
9. Быстродействующие широкополосные операционные усилители на базовом матричном кристалле / О. В. Дворников, В. А. Чеховский, Н. Н. Прокопенко и др. // Изв. вузов. Электроника. 2023. Т. 28. № 1. С. 96-111. https://doi.org/10.24151/1561-5405-2023-28-1-96-111. - EDN: QUUOLI.
10. Микромощные операционные усилители повышенного быстродействия // Операционные усилители и компараторы: справочник / подгот. В. Д. Авербух и др. М.: Додэка-XXI, 2001. С. 127.
11. Prokopenko N. N., Dvornikov O. V., Zhuk A. A. High-speed operational amplifier with differentiating transient correction circuits // 2022 International Siberian Conference on Control and Communications (SIBCON). Tomsk: IEEE, 2022. P. 1-4. https://doi.org/10.1109/SIBCON56144.2022.10002969
Статья поступила в редакцию 13.03.2023 г.; одобрена после рецензирования 29.03.2023 г.;
принята к публикации 08.08.2023 г.
Информация об авторах
Дворников Олег Владимирович - доктор технических наук, доцент, главный научный сотрудник ОАО «Минский научно-исследовательский приборостроительный институт» (Беларусь, 220113, г. Минск, ул. Якуба Коласа, 73), [email protected]
Чеховский Владимир Алексеевич - заведующий лабораторией электронных методов и средств эксперимента Института ядерных проблем Белорусского государственного университета (Беларусь, 220045, г. Минск, ул. Академика Курчатова, 7), [email protected]
Прокопенко Николай Николаевич - доктор технических наук, профессор, заведующий кафедрой информационных систем и радиотехники, заведующий научно-исследовательской лабораторией Донского государственного технического университета (Россия, 344000, г. Ростов-на-Дону, пл. Гагарина, 1), [email protected]
Чумаков Владислав Евгеньевич - аспирант кафедры информационных систем и радиотехники Донского государственного технического университета (Россия, 344000, г. Ростов-на-Дону, пл. Гагарина, 1), [email protected]
References
1. Ivanov V. V., Filanovsky I. M. Operational amplifier speed and accuracy improvement: Analog circuit design with structural methodology. New York, Springer, 2004. xiv, 194 p. https://doi.org/10.1007/b105872
2. Prokopenko N. N., Budyakov А. S. Architecture and circuitry engineering of high speed operational amplifiers, monograph. Shakhty, South-Rus. State Univ. of Econ. and Service Publ., 2006. 230 p. (In Russian).
3. Close J. High speed op amps: Performance, process and topologies. 2012 IEEE Bipolar/BiCMOS Circuits and Technology Meeting (BCTM). Portland, OR, IEEE, 2012, pp. 1-8. https://doi.org/10.1109/ BCTM.2012.6352648
4. Bowers D. F., Wurcer S. A. Recent developments in bipolar operational amplifiers. Proceedings of the 1999 Bipolar/BiCMOS Circuits and Technology Meeting (Cat. No. 99CH37024). Minneapolis, MN, IEEE, 1999, pp. 38-45. https://doi.org/10.1109/BIP0L.1999.803521
5. Bales J. A low-power, high-speed, current-feedback op-amp with a novel Class AB high current output stage. IEEE Journal of Solid-State Circuits, 1997, vol. 32, no. 9, pp. 1470-1474. https://doi.org/10.1109/ 4.628768
6. Celma S., Perez F., Martinez P. A. Compensating very high-speed current feedback op-amps. IEEE Instrumentation and Measurement Technology Conference Sensing, Processing, Networking (IMTC Proceedings). Ottawa, ON, IEEE, 1997, vol. 2, pp. 1293-1298. https://doi.org/10.1109/IMTC.1997.612408
7. Sen S., Leung B. A class-AB high-speed low-power operational amplifier in BiCMOS technology. IEEE Journal of Solid-State Circuits, 1996, vol. 31, no. 9, pp. 1325-1330. https://doi.org/10.1109/4.535418
8. Xie L., Guo S., Li Z., Jin X. A high speed rail-to-rail operational amplifier with constant-gm for LVDS receiver. 2020 IEEE 20th International Conference on Communication Technology (ICCT). Nanning, IEEE, 2020, pp. 1044-1048. https://doi.org/10.1109/ICCT50939.2020.9295857
9. Dvornikov O. V., Tchekhovsky V. A., Prokopenko N. N., Galkin Ya. D., Kunts A. V., Chumakov V. E. A high-speed broadband operational amplifiers on a master slice array. Izv. vuzov. Elektronika = Proc. Univ. Electronics, 2023, vol. 28, no. 1, pp. 96-111. (In Russian). https://doi.org/10.24151/1561-5405-2023-28-1-96-111. - EDN: QUUOLI.
10. Micropower operational amplifiers of increased speed. Operatsionnye usiliteli i komparatory, reference book, prep. by V. D. Averbukh et al. Moscow, Dodeka-XXI Publ., 2001, p. 127. Integral'nye mikroskhemy series, vol. 12. (In Russian).
11. Prokopenko N. N., Dvornikov O. V., Zhuk A. A. High-speed operational amplifier with differentiating transient correction circuits. 2022 International Siberian Conference on Control and Communications (SIBCON). Tomsk, IEEE, 2022, pp. 1-4. https://doi.org/10.1109/SIBCON56144.2022.10002969
The article was submitted 13.03.2023; approved after reviewing 29.03.2023;
accepted for publication 08.08.2023.
Information about the authors
Oleg V. Dvornikov - Dr. Sci. (Eng.), Assoc. Prof., Chief Researcher, "Minsk Scientific Research Instrument-Making Institute" JSC (Belarus, 220113, Minsk, Yakub Kolas st., 73), [email protected]
Vladimir A. Tchekhovski - Head of the Electronic Methods and Experimental Means Laboratory, Institute of Nuclear Problems, Belarusian State University (Belarus, 220045, Minsk, Akademik Kurchatov st., 7), [email protected]
Nikolay N. Prokopenko - Dr. Sci. (Eng.), Prof., Head of the Information Systems and Radio Engineering Department, Head of the Research Laboratory, Don State Technical University (Russia, 344000, Rostov-on-Don, Gagarin sq., 1), [email protected]
Vladislav E. Chumakov - PhD student of the Information Systems and Radio Engineering Department, Don State Technical University (Russia, 344000, Rostov-on-Don, Gagarin sq., 1), [email protected]
Вниманию читателей журнала «Известия высших учебных заведений. Электроника»
Подписку на электронную версию журнала можно оформить на сайтах:
• Научной электронной библиотеки: www.elibrary.ru
• ООО «Агентство «Книга-Сервис»: www.rucont.ru;www.akc.ru;
www.pressa-rf.ru
• ООО «Урал-Пресс Округ»: www.delpress.ru
• ООО «ИВИС»: www.ivis.ru
