ВЕСТН. САМАР. ГОС. ТЕХН. УН-ТА. СЕР. ТЕХНИЧЕСКИЕ НАУКИ. 2013. № 2 (38)
Информационные технологии
УДК 621.317.33
УСТРОЙСТВА ИЗМЕРЕНИЯ РАЗБАЛАНСА ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫХ ДАТЧИКОВ С ПРОМЕЖУТОЧНЫМ ЧАСТОТНО-ВРЕМЕННЫМ ПРЕОБРАЗОВАНИЕМ
П.И. Артамонов, Д.С. Прохоров
Пензенская государственная технологическая академия 440605, г. Пенза, пр. Байдукова / ул. Гагарина, 1а / 11
Рассмотрены оригинальные устройства измерения разбаланса дифференциальных параметрических (резистивных, индуктивных, емкостных) датчиков, основанные на использовании структурной и алгоритмической избыточности, в которых обеспечивается инвариантность результата измерения к неинформативным параметрам датчиков и влияющим факторам среды. Приводятся схемы базовых преобразователей.
Ключевые слова: параметрические датчики, измерение параметров, частотно-временное преобразование, структурно-алгоритмическая избыточность.
Использование классического принципа двухканальности позволяет синтезировать измерительные устройства с качественно новым комплексом метрологических и эксплуатационных характеристик [1]. Двухканальность в средствах измерений, как правило, реализуется введением структурной и/или алгоритмической избыточности. Особенно эффективно применение указанного подхода в многопараметровых (многофакторных) измерениях, когда объект измерительного эксперимента характеризуется как информативными, так и неинформативными (в данном опыте) параметрами и необходимо обеспечить инвариантность результата измерения к последним. Сформулированная задача всегда актуальна при измерении различных физических величин с помощью датчиков. Наличие паразитных параметров датчиков либо изменение их «основных», информативных параметров под действием неконтролируемых различных вариаций внешних влияющих факторов существенно ограничивает достижимую точность и обусловливает необходимость введения специальных мер по устранению или существенному снижению влияния этих факторов. Структурная и алгоритмическая избыточность реализуется введением дополнительных каналов и/или тактов преобразования [2]. Вместе с тем при построении устройств измерения разбаланса дифференциальных датчиков возможно и целесообразно использование их «естественной» двухканальности, вследствие чего желаемый результат может быть достигнут относительно простыми средствами.
Рассмотрим в качестве примера оригинальную схему средства измерения (СИ) разбаланса дифференциальных резистивных датчиков (ДРД) с промежуточным частотным преобразованием [3]. Одной из серьезных проблем, возникающих при использовании датчиков такого типа, является устранение влияния на результат изме-
Павел Игоревич Артамонов, аспирант. Дмитрий Сергеевич Прохоров, аспирант.
рения температурных изменений значения полного сопротивления плеч датчика, как правило, входящего в уравнение измерения. Рассматривая неконтролируемые флуктуации значения данного сопротивления как влияющий фактор, а связанное с измеряемым параметром физического объекта (ФО) изменение сопротивления (разбаланс) датчик ДR как информативный параметр, в соответствии с принципом двухка-нальности необходимо организовать в СИ как минимум два канала, симметричных по влияющему фактору и ассиметричных по информативному параметру [3]. В данном случае в самой схеме ДРД реализуется пространственное разделение каналов.
Рис. 1. Схема средства измерения разбаланса дифференциальных резистивных датчиков с промежуточным частотным преобразованием
Основным узлом СИ (рис. 1) является измерительная схема (ИС), осуществляющая преобразование параметров датчика в напряжение сигнала сложной формы. ИС построена как интегратор, например, на операционном усилителе (ОУ), в цепь отрицательной обратной связи которого последовательно с интегрирующим опорным конденсатором Со включен ДРД с полным сопротивлением 2R, где R - сопротивление каждого из плеч ДРД. Сигналы со среднего вывода датчика (т. 2) и с выхода ИС (т. 1) подаются на входы вычитающего устройства (ВУ) с различными коэффициентами масштабирования кь к2 по входам. ВУ также целесообразно реализовать на базе ОУ, задавая значения к как соотношения сопротивлений резисторов во внешних цепях ОУ. Выходной сигнал ВУ подается на один вход сравнивающего устройства (СУ), построенного как дифференциальный усилитель-ограничитель также на базе ОУ. На другой вход СУ подается через резистивный делитель с коэффициентом деления d часть выходного напряжения СУ. Таким образом организуется положительная обратная связь, вследствие чего в схеме возникают релаксационные автоколебания.
При включении питания на выходе сравнивающего устройства СУ за счет наличия положительной обратной связи возникает перепад напряжения, например, отрицательной полярности -и, который подается на вход интегратора через опорный резистор R0. На выходах 1 и 2 ИС появляются линейно во времени изменяющиеся напряжения - информативные сигналы, описываемые следующими выражениями:
и тт 2Я
и =-+ и—;
Косо Ко
и2 =-Ц- + и(К ±АК)
Косо Ко
где Я0, С0 - параметры интегрирующей цепи ИС;
Я - начальное сопротивление каждого из плеч датчика;
АЯ - информативный параметр - разбаланс ДРД, обусловленный влиянием воспринимаемой датчиком физической величины;
t - текущее время.
Сигнал и2 , снимаемый со среднего вывода ДРД, подается на инвертирующий, а сигнал и, снимаемый с выхода ИС, - на неинвертирующий вход ВУ, выполненного так, что отношение коэффициентов масштабирования по входам ВУ равно двум:
= 2. Таким образом обеспечивается требуемая в соответствии с принципом
*2/
Л
двухканальности количественная асимметрия качественно идентичных каналов обработки информативного сигнала. На выходе ВУ при этом формируется сигнал, зависящий только от информативного параметра ДРД - разбаланса АЯ . Пусть, например, к2 = 2п; к1 = п (п - произвольное число, значение которого задается из соображений удобства технической реализации); тогда модуль напряжения на выходе ВУ определяется выражением
и „ ТгАЯ
иВУ = -п--2пи-.
р с р
Я0С0 К0
Этот сигнал подается на инвертирующий вход СУ, где сравнивается с напряжением, подаваемым с его же выхода через делитель напряжения с постоянным коэффициентом деления d. В момент равенства напряжений на входах СУ напряжение на его выходе скачкообразно изменяет свой знак на противоположный, и описанный процесс повторяется. Устанавливаются релаксационные автоколебания, период которых равен
Т = 2^ЯА ± 2АЯС0. (1)
п
Из функции преобразования (1) видно, что период следования импульсов на выходе СУ зависит лишь от информативного параметра - разбаланса АЯ , причем линейно. Уравнение (1) содержит только параметры интегрирующей цепи ИС и отношение коэффициентов ^ , что позволяет повысить точность преобразования за счет
исключения влияния полного сопротивления датчика и его температурных изменений. Срыв колебаний при АЯ = 0 исключен за счет наличия «нулевого» периода
Т0 = 2^). легко может быть осуществлена также фиксация знака разбаланса. п
Принцип двухканальности позволяет синтезировать структуры инвариантных СИ для дифференциальных индуктивных и емкостных датчиков. Сложность измерения разбаланса таких датчиков заключается в том числе в наличии паразитных параметров (активных сопротивлений потерь в обмотках индуктивных и сопротивлений утечки в конденсаторах емкостных датчиков), существенно влияющих на результат измерения. Указанная проблема также решается за счет избыточности, т. е. введением в структуру СИ дополнительного по сравнению с базовой схемой рис. 1 канала (каналов) распространения сигнала ИС, несущего информацию об информативных и неинформативных параметрах датчика.
Приведем в качестве примера модификацию вышерассмотренного СИ для дифференциального индуктивного датчика (ДИД) (рис. 2).
кУАиУ
Рис. 2. СИ для дифференциального индуктивного датчика
На последовательно включенные и заземленные обмотки ДИД с параметрами Ь = Ь ± ДЬ, Ь2 = Ь + ДЬ, г1,г2 подается знакопеременный линейно изменяющийся ток, формируемый с помощью интегратора с постоянной времени т .
Сигнал с выхода 1 ДИД подается на один из входов аналогового вычитающего устройства (ВУ) с коэффициентом масштабирования к; сигнал со средней точки ДИД (т. 2) подается на другой вход ВУ с коэффициентом масштабирования (-2 к). На второй вход сравнивающего устройства СУ с коэффициентом масштабирования d подается часть его же выходного сигнала.
Преобразователь данного СИ также работает в режиме релаксационного автогенератора. Предположим, что в исходном (ненагруженном) состоянии датчика значения индуктивностей его обмоток равны (Ь = Ь = Ь), сопротивления потерь обмоток в общем случае различны (г Ф т2 ). Период Т0 возникающих в схеме при нулевом разбалансе колебаний может быть определен аналогично предыдущему из следующего выражения:
к ( \Т0
V2 - Г1 )—-т 2
л = Т0.
2т
Отсюда выражение для периода
Т0
Лт
(2)
2 1 + кДг где Дг = |?2 - гу].
Значение периода Т0 , являющееся промежуточной величиной, фиксируется в устройстве анализа и управления УАиУ (на схеме не показано). При появлении разбаланса АЬ период изменяется так, что
Т1 _ Лт + 2кДЬ
2 1 + кДг
Значение Т1 также фиксируется в УАиУ. В принципе двух уравнений (2) и (3), являющихся уравнениями промежуточного время-импульсного преобразования в двух ассиметричных, разделенных во времени каналах, достаточно, чтобы определить (вычислить) искомое значение АЬ, а также значение А г, по которому может быть оценена, например, температура в зоне расположения датчика. Расчетная формула для АЬ - уравнение измерения - в этом случае имеет следующий вид:
АЬ = dт
( т\ 1 - А
V Т0 ,
(4)
Исключить требуемые по (4) вычислительные операции можно с использованием способа [4], по которому в СИ организуется алгоритмическая избыточность в виде дополнительного, третьего такта работы. С этой целью коэффициент масштабирования СУ по второму входу выполняется переменным.
Пусть при начальном значении d = dl в УАиУ зафиксированы значения То и Т (см. выражения (2) и (3)). В третьем такте при нагруженном датчике (АЬ Ф 0) путем изменения значения d по сигналу от УАиУ приводят значение периода Т1 к значению Т о :
Т0 ¿2т + 2кАЬ
(5)
2 1 + кАг
Здесь d2 - значение коэффициента d, при котором значение периода Т при ненулевом разбалансе |АЬ| равно То . Совместное решение уравнений (2) и (5) дает
простое итоговое уравнение измерения разбаланса АЬ :
Аdт
АЬ=1Г- (6)
Здесь Аd = d2 - dl. Стабильность значения т может быть обеспечена достаточно простыми средствами. Присутствие в итоговой формуле отношения ^^ коэффи-
к
циентов масштабирования одного и того же ВУ по разным входам существенно снижает требования к стабильности определяющих значения данных коэффициентов элементов схемы.
Описанный подход может быть с успехом применен для построения СИ разбаланса дифференциальных емкостных датчиков (ДЕД). В силу того, что эквивалентная схема плеча датчика достаточно адекватно представляется в виде параллельной ЯС -цепи, пространственное разделение каналов обработки можно осуществить непосредственно в СИ. Вариант построения функциональной схемы СИ для ДЕД приведен на рис. 3. Базовый преобразователь так же, как в устройствах, рассмотренных выше, работает в автоколебательном режиме. Выражение для периода Т автоколебаний может быть получено приравниванием нулю выходного напряжения ОУ; в этот момент происходит срабатывание сравнивающего устройства СУ, переключение полярности его выходного напряжения с изменением знаков всех напряжений в схеме на противоположные.
Если обозначить С, - С2 = ±АС: — = е: —---— = ±Ае, то
1 2 г Я2 Я—
Рис. 3. Функциональная схема СИ для дифференциальных емкостных датчиков
2
T =
R0
±Л С
±Л (7) g ±Ag
Здесь R0 - начальное значение сопротивления управляемого резистора R0 . Как и в предыдущей схеме, УАиУ фиксирует значение T0 при ЛС = 0 , а затем значение T при некотором значении разбаланса ДЕД ЛС, подлежащем определению. В третьем такте при ЛС ^ 0 за счет изменения значения R по сигналу с УАиУ устанавливается значение периода, равное To . Пусть это равенство достигается при некотором значении сопротивления управляемого резистора R0 . При этом выражение для определения ЛС получается весьма простым:
лЬ (8)
ЛС =
где Мо = Я0- .
Анализ показал, что точность определения информативных параметров датчиков и степень инвариантности результата измерения к неинформативным параметрам последних определяется в основном точностью фиксации выполнения условия
равенства периодов Т2 = т . Последняя может быть обеспечена достаточно высокой, т. к. операция сравнения Т производится в цифровом виде. Стабильность параметров промежуточных каналов в устройствах измерения параметров реактивных датчиков необходимо обеспечивать лишь в течение максимум трех последовательных тактов одного цикла измерения, что существенно снижает требования к их узлам.
Исходя из сущности рассмотренных алгоритмов целесообразно использовать реализующие их измерительные устройства в следящем режиме, когда фиксируется и «отрабатывается» лишь отклонение информативного параметра датчика от предыдущего значения.
БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК
1. Прохоров Д.С. Измерительные преобразователи со структурной избыточностью для емкостных датчиков // Датчики систем измерения, контроля и управления: Межвуз. сб. научн. тр. - Пенза, 2003. - С. 9-13.
2. Свистунов Б.Л. Классификация способов построения инвариантных средств измерения параметров электрических цепей // Датчики и системы. - 2003. - № 2 (45). - С. 14-17.
3. Артамонов П.И. Устройство измерения емкости датчика для информационно-управляющих систем // Проблемы управления, обработки и передачи информации: Сб. научн. тр. - Саратов, 2011. -С. 240-245.
4. А.с. 1829014. Способ измерения параметров RC и ИЬ цепей. Опубл. БИ № 27, 1993. А.И. Мартя-шин, А.Ф. Мольков, Б.Л. Свистунов.
Статья поступила в редакцию 15 февраля 2012 г
DEVICES FOR MEASURING DISBALANCE OF DIFFERENTIAL PARAMETRIC DEVICES WITH INTERMEDIATE FREQUENCY-TIME CONVERSION
P.I. Artamonov, D.S. Prochorov
Penza State Technological Academy 1a/11, Gagarina st., Penza, 440605
The devices for disbalance measuring of differential parametric (resistive, inductive, capacitive) sensors are regarded. They are based on two-channel principle (structural and algorithm excess) providing measurement invariance to non-informative sensor parameters and affecting environment factors are considered. The schemes of base transformers are given.
Кeywоrds: parametric sensors, measurement of parameters, frequency - time conversion, structural - algorithmic excess.
Pavel I. Artamonov, Postgaduate Student. Dmitry S. Prochorov, Postgaduate Student.