УМЕНЬШЕНИЕ МОЩНОСТИ РЕГУЛЯРНОЙ СОСТАВЛЯЮЩЕЙ ФАЗОВОГО ШУМА ВЫХОДНОГО СИГНАЛА СИНТЕЗАТОРА СЕТКИ ЧАСТОТ С ДРОБНЫМ КОЭФФИЦИЕНТОМ УМНОЖЕНИЯ Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

0,1 _П

Л

0,2 0,3 0,4 0,5 0,6 0,7 0,8 _[ 0,9 _[

Рис.2. Последовательности переключений коэффициентов деления в ДПКД между значениями N и N + 1 при формировании десятичных значений от 0,1 до 0,9

чения дробной части коэффициента деления в конечный автомат (КА). Конечный автомат периодически, синхронно с сигналом ^дпкд, по заданному алгоритму задерживает или не задерживает на один такт частоты Гвых импульс перезагрузки (Пр) делителя. Таким образом, формирование импульса ^ос происходит или через N, или через N + 1 тактов сигнала ^вЬК [4].

Последовательность переключения целого коэффициента необходимо формировать таким образом, чтобы, когда это возможно, избежать появления в амплитудном спектре выходного сигнала ИЧФД доминирующих гармоник и расширить спектр помехи дробности в высокочастотную область. Вследствие увеличения числа спектральных компонент произойдет уменьшение уровня пиковых составляющих, а значит и в целом амплитуды помех дробности [2]. Это необходимо для снижения требований к уровню подавления при последующей фильтрации выходного сигнала ИЧФД петлевым фильтром. Предлагаемые последовательности переключений коэффициентов деления в ДДПКД между значениями N и

N + 1 при формировании десятичных значений от 0,1 до 0,9 представлены на рис.2. Низкий уровень сигнала соответствует коэффициенту деления N, а высокий N + 1.

Схема и параметры петлевого фильтра. На выбор параметров амплитудных и фазочастотных характеристик (АФЧХ) петлевого фильтра налагаются следующие ограничения. Первое - обеспечение безусловной устойчивости процесса автоподстройки, приемлемой длительности и колебательности переходного процесса при включении устройства и переключении синтезируемых частот. Второе - требуемое подавление спектральных компонент помех дробности. Третье условие - возможность и удобство интегрального исполнения ПФ, а также малая площадь, занимаемая фильтром на кристалле микросхемы. Как указывалось, ГУН в контуре ФАПЧ, являясь преобразователем отклонений частоты в отклонения фазы, осуществляет интегрирование ошибки, в результате в контуре регулирования присутствует фазовый сдвиг на 90°. По этой причине стараются не вносить в контур ощутимого дополнительного фазового запаздывания до частот, где коэффициент усиления больше единицы.

В состав петлевого фильтра (см. рис.1) входит интегратор С1, предназначенный для накопления и хранения заряда, формируемого ИЧФД, изодромное звено Я1, С2, осуществляющее частотную коррекцию контура управления с целью обеспечения устойчивости процесса автоподстройки и фильтр низкой частоты (ФНЧ). Именно выбором соответствующей характеристики ФНЧ осуществляется требуемое подавление помех дробности. Рассматриваемый ФНЧ представляет собой последовательное включение низкочастотных фильтров второго и первого порядков. Элементы К2, Я3, С3, С4 и операционный усилитель (ОУ) представляют собой фильтр Чебышева второго порядка, реализованный по широко распространенной схеме источника напряжения, управляемого напряжением [5]. Пассивный фильтр Я4, С5 предназначен для уменьшения величины резонансного пика в полосе пропускания предыдущего фильтра и усиления фильтрации в полосе подавления.

В качестве примера рассмотрим характеристики элементов и топологию ССЧ, предназначенного для синтеза сигнала выходной частоты в диапазоне от 600 до 1200 МГц с шагом 1 МГц при значении опорной частоты 10 МГц. Для представленных на рис.1 значений элементов составного ФНЧ результирующая АФЧХ имеет ослабление 3 дБ на частоте 485 КГц, ослабление 22 дБ на частоте шага сетки 1 МГц с последующим ослаблением 60 дБ/дек. Неравномерность характеристики в полосе пропускания не превышает 10%. На частоте единичного усиления контура фазовой автоподстройки равного 65 КГц ФНЧ вносит запаздывание около 15°. Так как конструктивно петлевой фильтр реализован полностью в интегральном исполнении, при его проектировании необходимо учитывать технологический разброс характеристик интегральных ^С-элементов ±20%. На рис.3 представлен вид топологии рассматриваемого ССЧ, реализованного по стандартному технологическому процессу КМОП 0,18 мкм. Общие размеры устройства составили 480 х 380 мкм, причем около 85% этой площади заняли пассивные элементы составного петлевого фильтра.

Рис.3. Вид топологии синтезатора сетки частот, реализованного по стандартному технологическому процессу КМОП 0,18 мкм

Результаты моделирования работы устройства. Разработка схемотехнической реализации и исследования характеристик представленного ССЧ проводились в системе проектирования интегральных микросхем AVOCAD [6]. На рис.4 и 5 приведены результаты моделирования процесса синтеза и анализ параметров выходного сигнала частотой 777 МГц. На рис.4,а представлен сигнал входной опорной частоты ^оп = 10 МГц, а на рис.4,6 - сигнал частоты обратной связи ^ос. На рис.4,в приведен действующий на выходе ИЧФД сигнал импульсов тока /упр, а на рис.4,г - формируемый этим током сигнал напряжения на интеграторе С1, являющийся входным для ФНЧ. На рис.4,д представлен выходной сигнал ФНЧ ^упр. Как следует из рис.4,в, выходной сигнал ИЧФД периодически повторяется с частотой 1 МГц, что соответствует величине шага сетки выходной частоты. В сигнале на выходе ФНЧ присутствует остаточное, близкое к синусоидальному, колебание с той же частотой 1 МГц и амплитудой 11 мкВ.

1 и - ■ ■■

□Ж"

ач-

д

Рис.4. Результаты моделирования процесса синтеза выходного сигнала: а - сигнал входной опорной частоты; б - сигнал частоты обратной связи; в - сигнал импульсов выходного тока ИЧФД; г - сигнал напряжения на интеграторе С1; д - выходной сигнал ФНЧ

— Г1 : Г — (1 .... ... 1— Г" Г~ /— : /—

....

-- 1

,_, ___ и — и _

121 ЧЯ1 с*»'

Тйтеенг

г

Рис.5. Анализ параметров выходного синтезируемого сигнала ^вых: а - выходной сигнал; б - глазковая диаграмма выходного сигнала; в - гистограмма распределения мгновенных значений периодов выходного сигнала; г - спектрограмма выходного сигнала

ЗОСШл 3001 От

а

Для оценки величины и анализа причин появления в выходном синтезируемом сигнале фазового шума рассмотрим его глазковую диаграмму, гистограмму во временной области, а также спектр. На рис.5,а изображен собственно выходной сигнал ^вых. На рис.5,б показана глазковая диаграмма, полученная последовательным наложением друг на друга периодов сигнала ^вых. Глазковая диаграмма масштабирована так, чтобы

было удобно наблюдать область перехода выходного сигнала через контрольный уровень 0,9 В. Глазковая диаграмма имеет размытую линию, что свидетельствует о наличии разницы во времени расположения фронтов, т.е. о присутствии фазового шума. На рис.5,в приведена связанная с глазковой диаграммой гистограмма распределения мгновенных значений периодов выходного сигнала ,Рвых. Рассматриваемая гистограмма имеет один максимум и по форме близка к функции Гаусса. Это говорит о том, что в фазовом шуме исследуемого сигнала преобладает случайная составляющая.

Анализ выходного синтезируемого сигнала в частотной области помогает увидеть особенности, которые не могут быть обнаружены при изучении только гистограммы. Как следует из спектрограммы, представленной на рис.5,г, в амплитудном спектре выходного сигнала присутствуют пики, сдвинутые относительно несущей. Они расположены на расстоянии 1 МГц от ее центра, что свидетельствует о наличии в исследуемом сигнале регулярной помехи на частоте периода переключения последовательности целочисленных коэффициентов в ДДПКД. Объясняется это остаточным колебанием сигнала иупр на выходе ФНЧ. Мощность этой регулярной составляющей в фазовом шуме на 50 дБ ниже мощности несущей и незначительно превышает уровень монотонно убывающей кривой случайного фазового шума.

Результаты моделирования позволяют сделать следующие выводы. Значение частоты выходного сигнала точно соответствует требуемому - 777 МГц. В фазовом шуме выходного сигнала доминирует случайная составляющая, описываемая функцией Гаусса, а значит этот процесс можно оценить величиной среднеквадратичного отклонения, которая составляет 0,97 пс.

Пусть, например, данный синтезатор сетки частот используется в качестве устройства тактовой синхронизации при выполнении высокоточного аналого-цифрового преобразования (АЦП) частотно-модулированного синусоидального сигнала с несущей частотой 100 МГц. В результате свертки на спектр полезного сигнала будет наложен спектр источника дискретизации, что может уменьшить общее спектральное разрешение. Следовательно, при построении системы АЦП необходимо, чтобы до требуемого результирующего уровня сигнал/шум полоса полезного модулирующего сигнала не пересекалась с полосой фазового шума источника дискретизации. В общем случае эффективное количество бит (ЕЫОБ) идеального АЦП, достигаемое при заданной частоте / входного синусоидального сигнала, зависит от среднеквадратичной величины фазового шума моментов стробирования выборок ^ и выражается формулой [7]

ЕЫОБ= ■ 1

6,02

( ( 1 Л Л

--1,76

2n.fi з 1

з у у

201о§

10

Таким образом, полученное значение фазового шума ограничит эффективное количество бит уровнем не выше 10,4 разряда, что вполне приемлемо для большинства применений.

При проектировании ССЧ с дробным коэффициентом умножения на базе системы импульсной ФАПЧ выбор схемных решений и значения опорной частоты определяются величиной шага сетки выходных частот, уровнем фазового шума и стабильностью регулирования. При небольшой величине модуля дробности целесообразно использовать предложенные последовательности переключений целого коэффициента деления в ДДПКД, позволяющие расширить спектр помехи в высокочастотную область и одновременно избежать появления доминирующих гармоник. С помощью ФНЧ рассмотренного вида помеха дробности может быть подавлена до уровня, при котором в результи-

рующем фазовом шуме будут преобладать компоненты случайной составляющей. Это позволит считать распределение амплитуды шума гауссовым и при использовании в устройствах АЦП пользоваться величиной его среднеквадратичного отклонения. Представленное решение может быть рекомендовано к внедрению при разработке полностью интегральных ССЧ с дробным коэффициентом умножения.

Литература

1. Манассевич В. Синтезаторы частот (Теория и проектирование): Пер. с англ. / Под ред. А.С.Галина. - М.: Связь, 1979. - 384 с.

2. Никитин Ю. Частотный метод анализа синтезаторной системы импульсно-фазовой автоподстройки частоты // Современная электроника. - 2007. - № 4 - 6; 2007. - № 8 - 9; 2008. - № 1.

3. Синтезаторы частот: учеб. пособие / Б.И.Шахтарин, Г.Н.Прохладин, А.А. Иванов и др. - М.: Горячая линия - Телеком, 2007. - 128 с.

4. Зайцев А.А. Синтезатор сетки частот для ЖК телевизора с функцией поддержки разрешения высокой четкости // Электросвязь. - 2008. - № 8. - С. 42 - 45.

5. Хейнлейн В.Е., Холмс В.Х. Активные фильтры для интегральных схем. Основы и методы проектирования: Пер. с англ. / Под ред. Н.Н. Слепова и И.Н. Теплюка. - М.: Связь, 1980. - 656 с.

6. Система схемотехнического моделирования AVOCAD. Проектирование аналого-цифровых систем на кристалле / Г.Казеннов, С.Кокин, С.Макаров и др. // Электроника: НТБ. - 2004. - № 5. - С. 72 - 75.

7. Аналого-цифровое преобразование / Под ред. Уолта Кестера: Пер с анлг. / Под ред. Е.Б. Володина. - М.: Техносфера, 2007. - 1016 с.

Статья поступила после доработки 11 августа 2009 г.

Зайцев Андрей Алексеевич - инженер-электроник 1 категории НИИ вычислительных средств и систем управления МИЭТ. Область научных интересов: исследование и разработка интегральных аналого-цифровых устройств управления и обработки сигналов, синтезаторов сетки частот, оптимальных систем фазовой синхронизации. E-mail: andazaitsev@mail.ru

SEMICONDUCTORS

Уважаемые авторы и читатели!

Вышел в свет очередной номер журнала SEMICONDUCTORS (Izvestiya Vysshikh Uchebnykh Zavcdcnii. Elektronika).-Vol. 43, N 13, December 2009. - ISSN 1063-7826, в котором публикуются выборочные статьи из журнала «Известия высших учебных заведений. Электроника».

http://www.maik.ru http://www.springerlink.com

МЕТОДЫ И ТЕХНИКА ИЗМЕРЕНИЙ

УДК 621.382.8.017.7

Контроль качества сборки цифровых интегральных схем с использованием матрицы тепловых импедансов

В.А. Сергеев, В.В.Юдин

Ульяновский филиал Института радиотехники и электроники им. В.А. Котельникова РАН Ульяновский государственный технический университет

Описаны способ и устройство косвенного измерения параметров матрицы тепловых импедансов (МТИ) логических элементов цифровых интегральных схем (ЦИС). Приведен пример измерения указанных параметров для серийных отечественных ЦИС. Показана возможность выявления дефектных ЦИС по параметрам МТИ.

Качество сборки цифровых интегральных микросхем (ЦИС) малой степени интеграции оценивают по тепловому сопротивлению и тепловой постоянной времени переход-корпус. В промышленных условиях эти параметры измеряют косвенными методами [1, 2], в основе которых - измерение температурочувствительного параметра (ТЧП) до и после разогрева ЦИС импульсом греющей мощности. В качестве ТЧП чаще всего

используют напряжение на одном из р-п-переходов ЦИС при пропускании через него малого прямого тока.

Для ЦИС с большой площадью кристалла, содержащих большое число N логических элементов (ЛЭ), более адекватной является распределенная тепловая эквивалентная схема (рис.1) [2-5]. Тепловые свойства таких ЦИС можно описать матрицей тепловых импедансов (МТИ):

гт,к = Кт +(/ю Ст,к ) где ЯТц - тепловое сопротивление /-го ЛЭ; Ят - тепловое сопротивление между элементами; СТц - теплоемкость /-го ЛЭ; Ст/к -

733

Рис.1. Эквивалентная тепловая схема с тремя логическим элементами

цис теплоемкость объема структуры между элементами; ] - комплексная единица; ш - круговая частота изменения греющей мощности. Значения Ят/к и Ст/к определяются топологией структуры ЦИС и теплофизическими свойствами материалов ее конструкции. Адекватность такого приближения и варианты расчета параметров матрицы [Ят/к } и {Ст/к } рассматривались, например, в работах [2-5].

© В.А.Сергеев, В.В.Юдин, 2009

В лабораторных условиях контроль температурных полей и температуры отдельных ЛЭ ЦИС проводят с помощью термоиндикаторов или ИК-микроскопов. Измерения эти трудоемки, требуют специальной подготовки образцов, возможны только на открытых структурах и неприемлемы в промышленных условиях.

В настоящей работе описываются способ и устройство для косвенного определения параметров МТИ и показана возможность их использования для контроля качества сборки ЦИС.

Обоснование способа измерения параметров МТИ. Тепловая задача для многоэлементной ЦИС при заданных начальных условиях сводится к решению системы дифференциальных уравнений вида

а©_++£

d Rt„ ш

~®k)C , ©i ~®k

u Tik

dt R

Tik

=P(t), (1)

где РО - мощность, рассеиваемая /-м ЛЭ; 0г, 0к - температура /-го и к-го ЛЭ соответственно; ©о - температура теплотвода; ^ - время.

Заметим, что в отличие от электрических цепей в тепловой эквивалентной схеме

2Ш Ф 1т. Применяя к (1) преобразование Лапласа и переходя от временного к частотному представлению, запишем систему линейных уравнений:

N

2 0,к О)Д0к О) = Рш О), (2)

к=1

где А©к (ую) - комплексная величина изменения температуры к-го элемента относительно температуры теплоотвода А©к(ю) = ©к- 0о; Рш(ую) - комплексная амплитуда изменения греющей мощности /-го ЛЭ на частоте ю; а 0/к(ую) - коэффициенты при амплитудах переменной составляющей температуры:

¿т = при / ф к; О^ую) = + Ц при / = к,

КГ/к КГп

N i ,

где Di = £--——, TTik = RnkCm и т = RrnCm-

1=1 RTi1

Для нахождения 2N параметров МТИ в общем случае необходимо иметь 2N линейно независимых систем из N уравнений. Формально такие уравнения можно составить, разогревая поочередно и по отдельности каждый из элементов ЦИС по гармоническому закону P(t) = P0 + Pm sin Qt (здесь P0 - постоянная составляющая греющей мощности; Pm , Q - амплитуда и частота гармонической составляющей греющей мощности соответственно) и измеряя амплитуду А©- и фазу АТ- переменной составляющей температуры каждого ЛЭ, включая разогреваемый. Вместо довольно сложных измерений сдвига фаз между греющей мощностью и температурой можно провести

измерение А©- на второй частоте.

Для МОП и КМОП ЦИС гармонический закон изменения греющей мощности достаточно просто и точно реализуется путем соответствующей модуляции частоты переключающих импульсов [6]. Для ТТЛ- и ТТЛШ-микросхем возможно импульсное или ступенчатое изменение греющей мощности путем изменения тока нагрузки или пере-

ключения ЛЭ из одного логического состояния в другое. Выбором параметров импульсов или длительности ступенек можно получить такой периодический закон изменения греющей мощности, первая гармоника которого на несколько порядков превышает более высокие гармоники [7]. Амплитуда основной гармоники переменной составляющей греющей мощности определяется стандартным методом как перекрестное произведение переменных составляющих тока 1Ш и напряжения иш ЛЭ на их постоянные составляющие Iш и и01: Рт1 = 1т1и01 +101ит1.

Для многих практических приложений достаточно нахождения только матрицы тепловых сопротивлений (МТС), параметры которой характеризуют отвод тепла от различных областей ЦИС и зависят от макродефектов структуры и качества сборки ЦИС. Составить систему уравнений для нахождения матрицы } можно, измерив

А© у- (о) описанным выше способом на одной частоте изменения греющей мощности,

удовлетворяющей условию ОтТтах<< 1, где тТтах = тах{ тт }.

Устройство для измерения параметров МТИ. Описанный способ реализован в устройстве для измерения МТИ ЦИС на основе ТТЛ- и ТТЛШ-логики [8]. Структурная схема устройства приведена на рис.2, где в составе контролируемой ЦИС 1 условно показаны только два ЛЭ. Блок 3 устанавливает все ЛЭ ЦИС в состояние с логической единицей на выходе, поскольку в ТТЛ и ТТЛШ ЦИС напряжение логической единицы

и^ых является наиболее чувствительным к изменению температуры. Изменение температуры ЛЭ находится по формуле: А © = Д^ь«/КТ , где Д^ь« - изменение напряжения

за счет нагрева ЛЭ; КТ - температурный коэффициент напряжения. Такое приближение дает усредненное значение температуры ЛЭ. Отметим, что при однотипности топологии ЛЭ характер этого усреднения одинаков для всех ЛЭ (анализ характера этого усреднения не приводится).

Изменение греющей мощности разогреваемого ЛЭ ЦИС осуществляется устройством управления 5 (см. рис.2) путем периодического ступенчатого изменения тока нагрузки с периодом Т = пти = 1/0, где п - количество ступенек за период; ти - длительность ступеньки (рис.3). Величина тока нагрузки выбирается так, чтобы высота каждой т-й ступеньки мощности на половине длительности ти/2 совпадала с аппроксимирующей гармонической функцией и была равна рт=Р0[1 + С08(2лтит/Т)]

при 0 < т < п, где т = 0, 1, 2, 3, ..., п. В этом случае при п > 8 коэффициент гармоник не превышает 0,02 [7]. Для измерения переменной составляющей греющей мощности ЛЭ предназначены резисторы Я1 и Я и измеритель мощности 4 (см. рис.2).

Рис.2. Структурная схема устройства для определения матрицы тепловых импедансов ЦИС

Рис.3. Эпюра напряжения на выходе логического элемента