CC BY
162
2007
НАУЧНЫЙ ВЕСТНИК МГТУ ГА серия Радиофизика и радиотехника
№126
УДК 629.7
ТРАКТЫ ЦИФРОВОЙ ОБРАБОТКИ СИГНАЛОВ НАВИГАЦИОННЫХ РАДИОМАЯКОВ VOR В БОРТОВЫХ АВИАЦИОННЫХ ПРИЕМНЫХ УСТРОЙСТВАХ
Л.А. АЛМАЗОВ, В.И. КОНДРАШОВ
Показаны методики исследования и пути реализации помехоустойчивых трактов низкочастной цифровой обработки сигналов наземных радиомаяков системы VOR в бортовом радиооборудовании ближней навигации летательных аппаратов IV поколения VOR-85-01. Дана оценка точностных характеристик таких трактов на соответствие с рекомендациями международных документов “ARINC-711” и “Норм летной годности самолетов НЛГС - 3”.
Введение
Происходящее в последнее время интенсивное развитие микроэлектроники, в частности, выпуск микропроцессорных комплектов с малым энергопотреблением и высоким быстродействием, а также больших интегральных схем аналогово-цифрового преобразования (БИС АЦП), позволяет в бортовой навигационной радиоаппаратуре IV поколения [1] успешно решать вопросы перехода от традиционных радиотехнических, аналоговых [2] и аналоговоцифровых [3] способов обработки сигналов к цифровым принципам и средствам выделения информационных параметров [4, 5], заложенных в их структуре.
В статье рассмотрена реализация последетекторной цифровой обработки (ЦО) сигналов наземных маяков метрового диапазона радиоволн системы ближней навигации VOR - Very high frequency omnidirectional radio range в бортовой радиоаппаратуре VOR-85-01 [1]. Цифровая обработка заключается в проведении цифровой фильтрации (ЦФ) с последующим нелинейным преобразованием (нахождение фазы) выделения информационной составляющей сигналов.
Показано, что ЦФ можно реализовать программным способом в реальном масштабе времени с помощью бортового микропроцессорного вычислителя. Коэффициенты импульсных характеристик цифровых фильтров вычислялись на ЭВМ с помощью алгоритма многократной замены Ремеза [6]. Параметры тракта ЦО сигналов оптимизировались из условия обеспечения требуемой постоянной времени радиоаппаратуры, высокой помехозащищенности, малой чувствительности выходной информации к изменениям частот сигналов, минимизации аппаратных затрат при ограниченных времени выполнения программы ЦО и расхода памяти бортовой ЭВМ.
В связи с тем, что функции аппаратной и алгоритмической частей тракта ЦО сложным образом взаимосвязаны, оптимизация их параметров велась фактически методом последовательных приближений. При этом с помощью ЭВМ проводилось математическое моделирование функционирования, как аппаратуры (например, АЦП, частотного детектора[7] с соответствующими временными задержками), так и бортового вычислителя (имитировалась его разрядная сетка и целочисленная арифметика). На каждом этапе результаты моделирования статистически обрабатывались для получения точностных характеристик метода, оценивались время выполнения программы ЦО бортовым вычислителем и расход его памяти.
1. Методика расчета характеристик цифровых фильтров тракта обработки сигналов бортовой аппаратуры VOR-85-01
Низкочастотный информационный сигнал приемника VOR, поступающий с выхода детектора усилителя высокой частоты, представляет собой сумму сигналов канала опорной фазы
(ОФ) и канала переменной фазы (ПФ). Сигнал канала ОФ - это частотно-модулированное (ЧМ) колебание вида:
и„ (I )=ио.
БІЙ
2р/о1 + / СОв ( /зо1 + (р°6 ) + р
(1)
где и°оф - амплитуда ЧМ - колебания;
/о - частота поднесущей, фо - ее начальная фаза;
/дев - девиационная частота поднесущей;
/30 - частота модулирующего колебания, ф°°ф - его начальная фаза.
Сигнал канала ПФ - гармоническое колебание с амплитудой и°пф, начальной фазой ф0^ и частотой, равной /30:
и6 (I) = иОбб 8Іп(/зо/ + Р0б). (2)
Полезная информация (азимут на маяк), которую необходимо выделить при обработке указанных сигналов, заключена в разности Дф между текущей фазой модулирующего колебания канала ОФ
Фоф (1) = /301 + фіф (3)
и фазой канала ПФ
Фпф (1) = /301 + фПф , (4)
тогда ДФ = Фоф (|) - Фпф (|) . (5)
Номинальные значения частот следующие: /30 =3 0Г ц, /о =9960Г ц, /дев =480Г ц.
Согласно рекомендациям международных документов «АКШС-711» и требованиям Норм летной годности самолетов «НЛГС-3» погрешность измерения азимута аппаратурой У0Я-85-01
при номинальных значениях параметров входного сигнала с вероятностью 0,95% не должна
превышать 0,3°.
При наличии мешающих факторов эта погрешность может составлять 0,5°. К мешающим относятся следующие факторы:
уход частоты 30 Гц составляющий от номинального значения не более чем на 1,5% (/30 = (30,00 ± 0,45) Гц);
уход частоты поднесущей от номинального значения, причем /о =(9960±100)Г ц; уход частоты девиации от номинального значения, причем /ш = (480 ± 30)Г ц; сигнал помехи, состоящий из спектральных составляющих в диапазоне 0-20кГц с суммарной амплитудой, не превышает амплитуду полезных сигналов.
Структурная схема тракта ЦО сигналов, реализованная в бортовой навигационной аппаратуре У0Я-85-01, изображена на рис.1.
Входной НЧ - сигнал, поступающий в тракт ЦО, подается на фильтр нижних частот (ФНЧ). ФНЧ служит для подавления мешающих (по отношению к сигналу ПФ) высокочастотных составляющих входного сигнала, лежащих, согласно теореме Котельникова, в области частот
/ )/а /2 , где /а - частота дискретизации цифровых фильтров. (6)
ФНЧ выполнен в виде многокаскадного активного фильтра. Выбор параметров ФНЧ и, в частности, частоты среза его АЧХ, тесно связан с выбором величины частоты дискретизации.
НЧ сигнал .
ПФ
ФНЧ
Лф
Рис. 1. Структурная схема тракта цифровой обработки сигналов бортовой аппаратуры
ближней навигации У0Я-85-01
С выхода ФНЧ частично отфильтрованный и усиленный (для обеспечения нормального режима работы АЦП) сигнал поступает через устройство выборки и хранения (УВХ) на АЦП типа “напряжение - код”. УВХ применяется в связи с тем, что за время измерения АЦП (Аг^ )
полезный сигнал ис(г) значительно изменяется по величине. Его относительное изменение равно
(1/ис )(йис / йг )Ы„
. АО! 2р/з0 . АО! , (7)
что составляет, при f30 = 30 Гц, Агёф ао! = 250 мкс, около 5%.
УВХ фиксирует сигнал на время Агёф . АЦП производит измерения с частотой/д. Цифровые отсчеты через мультиплексор поступают в буферное запоминающее устройство (БЗУ).
Параллельно с ФНЧ установлен полосовой фильтр (ПФ), выделяющий из суммарного входного сигнала ЧМ-сигнал опорной фазы. Демодуляция ЧМ-колебания происходит сразу в цифровом виде на цифровом частотном детекторе (ЦЧД). ЦЧД представляет собой преобразователь “время-код”. Он запускается каждым дискретизирующим импульсом. Преобразование начинается с приходом первой же после запуска ЦЧД положительной полуволны ЧМ-колебания, а заканчивается после прохода заданного числа Ычм периодов этого колебания.
ЦЧД фактически измеряет время прохождения через него ЫЧМ периодов ЧМ-сигнала. В связи с тем, что « /0 отсчеты ЦЧД содержат большую постоянную и малую переменную со-
ставляющие, причем полезная информация (о фазе сигнала ОФ) заключена именно в последней. Поэтому целесообразно уменьшить величину постоянной составляющей, являющейся помехой в тракте дальнейшей ЦО сигнала. Достигается это применением в преобразователе "время-код" не накапливающего, а вычитающего счетчика, начальная установка которого производится с запуском ЦЧД. При этом можно достигнуть уменьшения постоянной составляющей примерно в 2/о//дев ~ 40 раз (реально выбрано меньшее ослабление, около 14, для обеспечения необходимого динамического диапазона относительно ухода частот/о и/дев).
Можно показать, что код, вырабатываемый ЦЧД после окончания измерения, равен (в первом приближении) целой части от следующего выражения:
N ■ N - N ■ /
N0,1 » N0 - . « » N0 - ^(2^' + ф\б), (8)
А.!о - 81П(2р/з0г + ф16 )] /о- /о -
где г' - момент времени, к которому относится измерение, г' ~ гзап.ЦЧД, (9)
гфг.0хА - момент запуска ЦЧД.
Для максимального сближения моментов измерений АЦП и ЦЧД момент запуска АЦП задерживается аппаратно на половину интервала дискретизации.
Более точная теория работы ЦЧД громоздка [5,7] и в данной статье не приводится.
Отсчеты ЦЧД через мультиплексор поступают в БЗУ. Таким образом в БЗУ отсчеты АЦП и
ЦЧД записываются поочередно. Применение БЗУ (типа 1002ИР1) может накопить 32 отсчета.
После его заполнения вырабатывается сигнал требования прерывания. Реагируя на него, микропроцессор переписывает массив данных из БЗУ в ОЗУ, полностью освобождая Б3У для записи следующей порции из 16 отсчетов АЦП и 16 отсчетов ЦЧД. Промежуточное временное хранение цифровой информации о входных сигналах в БЗУ оказывается оптимальным решением относительно аппаратурных затрат и расхода времени на ввод информации в вычислитель.
Дальнейшая обработка сигналов происходит программно с применением методов цифровой фильтрации.
2. Программная обработка сигналов VOR методом цифровой фильтрации
В качестве цифровых фильтров в изделии VOR-85-01 применяются ЦФ с конечной импульсной характеристикой (КИХ-фильтры). Алгоритм цифровой КИХ-фильтрации имеет вид:
N
Уг = Z j— j , (10)
j=1
где h - коэффициенты импульсной характеристики ЦФ, j = 1,2, ..., N;
N - длина импульсной характеристики (ИХ);
хк - входные отсчеты сигнала в момент дискретизации tk = k/fd;
уг - выходные отсчеты цифрового фильтра.
Задача состоит в выборе N, а также расчета коэффициентов hj, исходя из заданных требований к аппаратуре.
Методика расчета КИХ-фильтров описана в [6]. Наиболее гибким и мощным является алгоритм многократной замены Ремеза для расчета оптимальных фильтров, основанный на решении задачи чебышевской апроксимации требуемой АЧХ. При этом задается требуемая форма АЧХ D(f), а также весовая функция W(f) допустимого отклонения реальной АЧХ P(f) от требуемой. Решение получается оптимальным в том смысле, что минимизируется максимальная ошибка апроксимации на всем интервале апроксимации, и единственным.
Ä(f) = W (f)[ D( f)-P(f)]. (11)
Для примера, на рис.2 схематически изображено АЧХ оптимального ФНЧ с весовой функцией (W) и заданной АЧХ (D):
f s / s f — в полосе пропускания, f 1 f — в полосе пропускания,
W = \ 2 D = \
11 f —в полосе непропускания. I о f — в полосе непропускания.
Приведенная в [6] программа расчета коэффициентов ЦФ, построена по очень сложному алгоритму, оказалась неработоспособной в связи со скрытыми ошибками. Поэтому была разработана собственная программа расчета (она оказалась примерно в 3 раза более компактной, чем в [6]). Затем возможности метода были значительно повышены применительно к расчету узкополосных ЦФ. Необходимость такой модернизации обусловлена следующим.
В результате расчета по методу Ремеза находятся значения коэффициентов их, а также величина максимального отклонения полученной АЧХ от требуемой.
Следует отметить, что по отношению к некоторым задачам, и в частности, к расчету ЦФ аппаратуры VOR-85-01 описанный метод имеет недостатки. Так, например, он не позволяет по заданному затуханию вне полосы пропускания найти коэффициенты ЦФ с минимально возможной шириной полосы пропускания. Обычный метод Ремеза не позволяет также построить ЦФ с АЧХ, проходящей через заданную точку или имеющей максимум АЧХ на заданной частоте. Все эти задачи можно решить с помощью разработанной универсальной программы расчета цифровых КИХ фильтров. Применение ее к ЦФ изделия VOR-85-01 описано ниже.
Как указывалось выше, задача обработки сигналов маяков VOR состоит в нахождении
сдвига фаз между сигналами ОФ и ПФ. Решается она путем предварительного определения текущих фаз сигнала ОФ и сигнала ПФ. Для нахождения фазы гармонического колебания сигнал
в цифровом виде "пропускается" через два цифровых КИХ фильтра - с симметричной (с-фильтр) и антисимметричной (s-фильтр) импульсными характеристиками. В связи с тем, что их фазочастотные характеристики отличаются на p 2 соответствующие выходные сигналы Ucms
и Usáas можно представить в виде
Ucm5 = Ёя( f )Uá3 sin Ó , (12)
U,Mo = E,(f)U,Sin{Ó + P) = E,(f)Uoc0sÓ, (13)
где Eñ(f) и Es (f) соответственно - коэффициенты передачи симметричного и антисимметричного ЦФ; Uт - амплитуда входного сигнала; Ф - текущая фаза гармонического сигнала.
Из выражений (12) и (13) находим через значения выходных отсчетов ЦФ:
О = arctg{ [ Ks (f )Ucm5 ]/[ Kc (f)Usm5 ]}. (14)
Если АЧХ цифровых фильтров таковы, что при номинальном значении частоты сигнала f = f30 их коэффициенты передачи равны 1, то
Ó = arctg(Ucáao / UsMo). (15)
Таким образом, для нахождения Ф надо “пропустить” сигнал через два квадратурных ЦФ, а затем выполнить операцию (15). Цифровые фильтры при этом служат как для подавления помех, вне полосы пропускания, так и для формирования квадратурных составляющих полезного сигнала.
Каждый из указанных ЦФ должен иметь полосу пропускания с максимумом при частоте f= 30 Гц.
При вычислении разности фаз следует учесть неодновременность отсчетов АЦП и ЦЧД. При этом истинная разность фаз оказывается равной (9)
Af = Óid -Óid -2p/3o(t'-1^^ ) = Óid -Óid -p/3o[(Nxi +1)/f0 -1/fa]. (16)
Последнее слагаемое в выражении (16) зависит от частот сигналов f30 и f0 . Величину Ф30 легко найти по двум выходным отсчетам фазы Óíd (или двум отсчетам Óid ), разделенным известным временным интервалом (например, интервалом выдачи информационных слов во внешние системы AtñS):
f30 = (Ó„ -ÓL)/Atm, (17)
где Ó'i6 - отсчет фазы в моментf0.
Нахождение f0 более сложно. Оно производится путем выделения с помощью цифровой фильтрации постоянной составляющей NÓxÁ отсчетов ЦЧД. Так, согласно выражению (8)
Nx = Na - Nxi / fo (18)
Находя отсюда 1 f0, получим с учетом выражений (16), (17):
Af = Ó;6 - Ó¡a - [p(Óia - ó;, )/Atm ]{[(Nxj +1)/Nxj ](No - Nóxa )t-1/fa} (19)
Окончательно можно записать:
Af = Óíó - Óió - (Óíó - ó;ó )(Á - ÁÑóxA), (20)
где А и В - некоторые константы.
Реально поправка на неодновременность отсчетов ЦЧД и АЦП при уходе частот f30 и f0 от
номинальных значений изменяется в пределах несколько десятых градуса и поэтому ее учет необходим. В связи с тем, что выражения (8) и (9) являются приближёнными, константы А и В определялись путем моделирования работы ЦЧД на ЭВМ.
Исходя из вышеизложенного, цифровая обработка сигнала VOR требует расчета трех фильтров: одного ФНЧ и двух квадратурных с полосами пропускания вблизи 30 Гц.
Затухание в полосе пропускания ЦФ выбиралось с учетом допустимого значения ошибки измерения фазы сигнала, возникающей из-за воздействия гармонической помехи с частотой fn вне полосы пропускания. Вычислим теоретически эту погрешность. Пусть на входе ЦФ имеется полезный сигнал с номинальной частотой f30 и амплитудой Uc и сигнал помехи с частотой fc
и амплитудой Un.
Тогда сигнал на выходе с - фильтра будет иметь вид (см. выражение (12)):
Uñoüo = Uc sin о + Ё~ (fn )sin Ót. (21)
Аналогично - на выходе s - фильтра:
UsüW = Uc sin Ó + Ёч (f) sin Ói. (22)
saüo c s \J s i \ y
где Ф - фаза полезного сигнала; Фп - фаза помехи.
Подставляя выражения (21), (22) в (15):
Óé(í = arctg{[sinÓ + 3ЁЯ(fn)sinÓi ]/[cosÓ + SÍZs(fn)cosÓi Jb (23)
где d = Un / Uc; Óé. - измеряемое значение фазы.
Поскольку частота помехи находится вне полосы пропускания, считаем, что ЁЯ(fn), Ёs (fn) « 1. Тогда, разлагая выражение (24) с учетом этого неравенства, получим:
Óéfi = Ó + $Ёя(fn)cosÓ sinÓi ~5Ёs(fn)sinÓ cosÓi. (24)
Величина поправки АФизм к Ф в выражении (24) зависит от значений фаз полезного сигнала и помехи. Легко найти, однако, ее максимальное значение. Для этого перепишем выражение (24) в эквивалентном виде
AÓéf¡ = dЁШп)sin2 Ói + Ё1ип )cos2 Ói •sin(Ó + a), и tg a = tgÓi. (25)
Kc (fn )
Максимальное значение последнего сомножителя в выражении (25) - единица, а квадратного корня:
max VК2С (fn) sin2 Ót + (fn) cos2 Ói = max [Kc (fn), Ks (fn)]..
Тогда max AÓ¿f¡ =S-max[Kc(fnXKs(fn)] = d/Q, (26)
где Q - минимальное затухание ЦФ в полосе непропускания.
Выражение (26) связывает максимальную погрешность в измерении фазы сигнала из-за воздействия гармонической помехи с величиной затухания ЦФ в полосе непропускания. Переходя в выражении (26) от радиан к градусам, получим:
max AÓ¡, = (180/Qp)(Un / Uc), (27)
или для Q дБ: max AÓ^. = (180/p)(Un /Uc) -10" QdE/20. (28)
Найдем теперь связь между шириной полосы пропускания ЦФ, затуханием вне полосы пропускания и постоянной времени тракта ЦО.
Как показано в [6], в простейшем случае узкополосного цифрового ФНЧ АЧХ такого фильтра можно аналитически выразить через полиномы Чебышева. Можно показать, что в этом случае полуширина полосы пропускания Af2 (рис.2) связана с Q = 1/d2 следующим соотношением
f f / Np) ln 2Q = f / Np)(0,6931 + 0,1151Qa Б) . (29)
Путем моделирования было установлено, что такая связь с точностью до 2% выполняется
не только для ФНЧ, но и для любых узкополосных ЦФ.
1+5;
1-5) --
требуемая АЧХ реальная АЧХ
52
-50
/ / //2
Рис. 2. АЧХ оптимального КИХ фильтра
С другой стороны, путем моделирования установлено, что постоянная времени
тракта ЦО (т.е. время отработки скачкообразного изменения фазы входного сигнала на величину 1 - а1 » 0,63 ) с большой точностью описывается выражением
т = 0,55М// , (30)
где величина 01 = N / /а (31)
представляет собой размер "временного окна" ЦФ.
Подставляя выражение (30) в выражение (29), получим:
А/2 = (0,55/ят^ )(0,6931 + 0,11510аБ . (32)
Соотношение (32) связывает полуширину А/2 полосы пропускания АЧХ, постоянную времени тракта и затухание 0 дБ вне полосы пропускания.
Для иллюстрации результатов выражений (28) и (32) на рис.3. приведены графики зависимости погрешности измерения фазы (при ип = ис) и полуширины полосы пропускания от затухания в полосе задерживания. Так при возрастании 0 дБ от 50 до 60 дБ полуширина А/2 возрастает от 2,25 до 2,67 Гц,
т. е. весьма незначительно. С другой стороны, погрешность измерения фазы резко уменьшается - с 0,180° до 0,058°.
При дальнейших расчетах затухания 0 дБ выбрано равным 60 дБ.
Исходя из выбранной частоты дискретизации /а =480 Гц и величины, заданной для тракта постоянной времени т06 =0,5 с, легко найти длину ИХ. Согласно выражению (30)
Рис. 3. Зависимость погр ешности N = т / / 0 55 = 436
измерения фазы и полуширины полосы а ’ '
пропускания от затухания в полосе задерживании
Оценим возможность проведения ЦО сигналов за время между двумя последовательными посылками слов, которое равно 1/15 с. Для оценки подсчитаем число Nyмн наиболее длительных операций - операций умножения при фильтрации на пяти ЦФ, учитывая, что в силу симметрии ИХ ЦФ каждый требует N/2 умножений. Тогда . = 5 N2 = 1090.
Оценки показывают, что предельное число умножений, которое еще можно реализовать в режиме реального времени, не превышает 450.
Выход был найден в реализации последовательной двухкаскадной цифровой фильтрации. Путем моделирования ЦФ было установлено, что наилучшие характеристики имеет следующая структура каскадов:
1-й каскад - частота дискретизации /й1 = 480, длина ИХ - Ы\ = 16.
2-й каскад - частота дискретизации / 2 = 60 Гц, длина ИХ - N = 52.
Постоянная составляющая выделяется последовательным соединением в 1-м каскаде и ФНЧ во 2-м.
30-тигерцовая “с” - квадратурная составляющая выделяется ПФ - фильтром типа ‘У’ 1-го каскада и типа ‘У’ 2-го каскада.
30-тигерцовая ‘У’ - квадратурная составляющая выделяется ПФ типа ‘У’ 1-го каскада и типа ‘ с’ 2-го каскада.
При этом общее число умножений уменьшается с 1090 до 290.
Для иллюстрации расчета на рис.4 приведены АЧХ “с” - фильтра 1-го каскада, ‘У’ -фильтра 2-го каскада, а также результирующая АЧХ. Видно, что результирующая АЧХ уже' не является оптимальной, однако ухудшение параметров ЦФ незначительно. Так полоса пропускания уширилась всего на 5% (см. кривую А/ ^ дБ) на рис.3).
Результирующая АЧХ цифрового фильтра
І8 щ .і
1 ям? 11 II
I |Щ ¡1
111|| і і МІЙ і|§ ! і; ¡і? :Ь , р Щ|і УШіЩи ш ¡¡«. іі м І5Ш Н || І І І і
ІІЙІІ 1ІІІІІІІ Ьі !:т;г!:з?дгц 0 2 УіІУ! рррір ) 4 н :: 0 * « І г І- ті ЙІІ ЦІ;! { ’ V 0 1< Іш І і І 0 1 0 1- м „Лі^ 0 і ¡ІкІ1ч=1І2-0 і ЗО 2( Ні Ні Л1„ о Ча стота, Гц
АЧХ С - фильтра первого каскада
І іііііііі ІіІІІІІІВ йршШйЦц
|І1| іЦшш |І|ицЦиі:Ц|і І ! ¡яишнНнв '! Я |;ГЧч І іШШиїцйіи» |!ІІ|
!ІГіі!]|!й'Ні ІІІіІІІіііІІіІ ІИІІ •І *.-.•» і». г|І !І .ПІН : І .10* • III •: иШІІ !{{і ііь іЦШіі ІШМІ * || МІ!!: НІГ: ІІ-І • ііІІіі ІНШІ \ ІІІ її 1 иШІшшш >■ і> ,|ІІр|1 ні. !і|і ііі гІІ і* 1\ І І! ї 5! : 1! І
ііріЦ НІШ1 !І1||І1ІІІЙ ¡НІЙ -1 ‘ ¡Мі : І ! ‘ Р ' ІІІІІІІ ііІІШіЯіііІі !!8!!Я !ЯН!Н! НІУц ІіпчШ Річ .. ІІІ!| :І! •? , . ч ІІІІІІІ Ції ІЙІІ І! іі! І ІІ ї ¡р іі іі ||
II !$1р її«? ¡1(1 НЕ і І ІІІІДІ > І І Л II . 1111 II ■ „ |;! і:::*:::::::::::;: ІІІІІІІ І| : І| ІІІІІІІ! І!|| ¡ІІІІІІІ ііііІІІ іі ¡¡11! ІЗІІ • І5І ■; 1 11
20 0 Частота, Гц
Рис. 4. Амплитудно-частотные характеристики цифровых фильтров Выводы
С помощью рассчитанных импульсных характеристик проведено математическое моделирование процесса обработки информации. Получены следующие результаты:
методическая погрешность тракта в отсутствие мешающих факторов с вероятностью 95% не превышает 0,1°;
составляющая погрешность тракта, обусловленная уходами частоты /30, /ш, /0 не превышает 0,2°;
погрешность тракта при воздействии на него внеполосной помехи с амплитудой, равной амплитуде сигнала не превышает 0,07°.
ЛИТЕРАТУРА
1. Кондрашов В.И., Федоренко В.Н. Бортовые радиотехнические средства ближней навигации и инструментальной посадки летательных аппаратов // Научно-технический журнал «Технология и конструирование в электронной аппаратуре», Киев-Одесса, №1, 2002.
2. Сосновский А.А., Хаймович И.А. Радиоустройства бортовых навигационных и посадочных комплексов самолетов. - М.: Транспорт, 1977.
3. Гущин Г.Ф., Кондрашов В.И., Кузьмин В.В., Чернов Б.П. Радиоприемник сигналов всенаправленного маяка фазовой системы ближней навигации // Авторское свидетельство СССР на изобретение №1128793 от 8.08.1984.
4. Гущин Г.Ф., Кондрашов В.И., Кузьмин В.В., Мусонов В.М. Цифровой измеритель разности фаз // Авторское свидетельство СССР на изобретение. №1226342 от 22.12.1985.
5. Алмазов Л.А., Кондрашов В.И. Реализация цифровой обработки сигналов в бортовой аппаратуре навигации и посадки метрового диапазона // Сб. Тезисы докладов Всесоюзной НТК «Проблемы совершенствования радиоэлектронных комплексов и систем обеспечения полетов», КИИГА, Киев, 13-15.09.1989.
6. Рабинер. Л., Гоулд Б. Теория и применение цифровой обработки сигналов. - М.: Мир, 1978.
7. Алмазов Л.А., Кондрашов В.И., Потопальский В.Г., Сопрунов В.К. Цифровой частотный детектор // Авторское свидетельство СССР на изобретение №1367130 от 15.07.1987.
TRACKS OF DIGITAL PROCESSING OF SIGNALS OF NAVIGATING RADIO BEACONS VOR IN
ONBOARD AVIATION RECEPTION DEVICES
Kondrashov V.I., Almazov L.A.
Techniques of research and a way of realization of noise proof tracts low frequency digital processing of signals of ground radio beacons of system VOR in onboard radio equipment of near navigation of flying devices of IV generation VOR-85-01 are shown. The estimation exact characteristics of such tracts on conformity with recommendations of international documents “ARINC-711” and “Norms fly is given to the validity of planes-3”.
Сведения об авторах
Кондрашов Виктор Иванович, 1939 г.р., окончил МАИ (1964), доктор технических наук, вицепрезидент, академик Аэрокосмической Академии Украины, главный конструктор радиотехнических систем навигации и посадки летательных аппаратов, лауреат Государственной премии Украины, автор более 240 научных работ, область научных интересов - радионавигация, радио и гидролокация, радиотехнические системы, дистанционное зондирование, синтез структур и обработка сигналов.
Алмазов Леонид Александрович, 1946 г.р., окончил КГУ (1969), кандидат физико-математических наук, ведущий научный сотрудник Укр НИИ РА, лауреат Государственной премии Украины, автор более 50 научных работ, область научных интересов - физика полупроводников, обработка сигналов, математическое моделирование радиотехнического оборудования и систем контроля, программирование вычислительных и управляющих средств.
