Совершенствование способов и средств контроля отклонений от прямолинейности на основе акустооптических гетеродинных лазерных измерительных систем Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

УДК 681.2.082, 681.7.014

РО!: 10.25206/1813-8225-2019-166-71-77

Е. В. ЛЕУН

АО «НПО Лавочкина», Московская область, г. Химки

СОВЕРШЕНСТВОВАНИЕ СПОСОБОВ И СРЕДСТВ КОНТРОЛЯ ОТКЛОНЕНИЙ ОТ ПРЯМОЛИНЕЙНОСТИ НА ОСНОВЕ АКУСТООПТИЧЕСКИХ ГЕТЕРОДИННЫХ ЛАЗЕРНЫХ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫХ СИСТЕМ

В статье рассматриваются вопросы построения высокоточных акустооптиче-ских (АО) гетеродинных лазерных измерительных систем контроля отклонений от прямолинейности при работе в непрерывном режиме с фазо-циф-ровым Дф(Д/)—АЫаых и частотно-цифровым Д/(Д/)—АЫаых преобразованиями, а также в импульсном режиме. Обсуждаются вопросы применения твердотельных АО модуляторов, систем фазовой автоподстройки фазы и частоты совместно с волоконными фазомодуляторами и прецизионными АЦП. Предложены варианты линеаризации функции преобразования, повышения разрешающей способности. Рассматриваются возможности реализации лазерных измерительных систем с опорными каналами и допускового контроля.

Ключевые слова: отклонение от прямолинейности, лазерная измерительная система, акустооптический модулятор, фазовая автоподстройка, фазовый сдвиг, фазомодулятор, фазо-цифровое преобразование, частотно-цифровое преобразование.

Введение. Для высокоточного контроля отклонений от прямолинейности активно используются акустооптические (АО) лазерные измерительные системы (ЛИС) [ 1 — 4]. В них каретка 3 с отражательной триппель-призмой 2 перемещается по изделию 4 вдоль (по оси ОХ) освещающего луча лазера 1, вынужденно смещаясь по осям ОУ и О2, а отраженный от нее и смещенный на Д1у и Д1, лазерный луч следует на оптический вход АО модулятора, возбуждаемый генератором 6, с двумя ортогональными бегущими ультразвуковыми волнами (УЗВ) или двух скрещенных АО модуляторов 5, расположенных последовательно (рис. 1а).

ЛИС могут осуществлять фазовый и частотный процессы преобразований, формируя соответствующие выходные сигналы: Дф(Д1у), Дф(Ду и Д/(Д1у), Д/(Ду. На рис. 1б показана ЛИС с возможностью работы с двумя процессами преобразований при замыкании переключателями 7 контактов «1-3» и «2-3» [5]. Фазовые и частотные функции преобразования можно записать выражениями (на примере смещений по оси ОУ):

2яЯ/

ят(я,) =--,

я/ (Я/)я-/0.

Л

я/.

- L Я1-

где Д1у

дроби

я/

Луор + Я0-

в [1] для водяного АО модулятора

(1)

(2)

поперея—ыя смещения лазерного луча

вдоль оси ОУ, Л — /яина бегущей ультразвуковой волны в АО модумятор е.

Несмотря на нелинейность частотного преобразования инфоряации , со яласно формуле (2), из-за

при частоте АО модуляции =8 МГц и Л=200 мкм получена высокая разрешающая способность =Л/1214=0,16 мкм.

В продольном направлении к лазерному лучу (вдоль оси ОХ) современные лазерные интерферометры перемещений позволяют достичь разрешающей способности на уровне =Х/3000.....Х/1000, т.е.

на уровне = 0,2 ... 0,6 нм [5, 6], где X — длина волны света, Х = 0,6328 мкм для гелий-неонового лазера. Как видно, разрешающие способности для ортогональных (оси ОУ и 02) и продольного (ось ОХ) направлений к лазерному лучу связаны с длинами волн звука Л и света X, а отношение Л/Х может достигать от =10 до 350. Поэтому важным вопросом контроля отклонений от прямолинейности является обеспечение равных разрешающей способности в разных направлениях: Д1 = Д1 = Д1.

^ ^ X у 2

В наши дни стало доступно многое из передовых электронных устройств: прецизионные АЦП с разрядностью вплоть 24 бит,системы и элементы ФАПЧ в интегральном исполнении, твердотельные АОМ с малыми длинами волн звука Л, волоконные фазомодуляторы и др. Это позволяет создавать новые более перспективные ЛИС, подобные ранее уже созданным [6, 7]. Такие исследования недостаточно представлены в открытой печати и данная статья направлена на восполнение этого пробела.

Далеепредставлены новые ЛИС на примере контроля отклонений от прямолинейности вдоль оси ОУ, при этом для их непрерывного режима используется дифракция света Рамана —Ната или Брэгга на бегущей УЗВ в АО модуляторах, а для импульсно-

а)

б)

Рис. 1. Общий вид ЛИС отклонений от прямолинейности на основе двух скрещенных АОМ (а); её измерительная схема с возможностями фазового и частотного преобразования информации (б)

а)

б)

Рис. 2. Схемы ЛИС с системой ФАПФ и волоконным фазомодулятором: без опорного канала (а), с опорным каналом (б)

а)

б)

Рис. 3. Схема ЛИС с системой ФАПЧ и волоконным фазомодулятором:

без опорного канала (а), с опорным каналом (б) преобразования (функций Хэвисайда) Р(1а)=1(1—1а) и ^1,1^=1(1—1^-1(1—1) для ЛИС допускового контроля

го режима — преимущественно Брэгга. Представлены базовые схемы, которые могут иметь варианты со своими индивидуальными конструктивными погрешностями измерений, поэтому для анализа точностных преимущественно используется разрешающая способность ЛИС.

1. ЛИС с системами фазовой автоподстройки. В разделе рассмотрены ЛИС с введением контура на основе систем фазовой автоподстройки фазы (ФАПФ) [6] и частоты (ФАПЧ) [3], осуществляющие компенсацию (уравновешивание) входного сдвига фазы Дф(Д7у) кодоуправляемым волоконным фазо-модулятором.

1.1. ЛИС с системой ФАПФ и фазо-цифро-вым преобразованием. Конструкция ЛИС данного типа близка к описанной выше и представленной на рис. 1б схеме с замыканием контактов «1-3»

переключателя 7, а её особенность заключается во введении системы ФАПФ с АЦП. В разделе рассмотрены ЛИС с единым контуром компенсации фазы и опорным каналом и раздельным управлением частотой и фазой.

1.1.1. ЛИС без опорного канала. Один из вариантов фазо-цифрового преобразования основан на нулевом методе измерения, в котором входной фазовый сдвиг Дф(Д7у) сравнивают (уравновешивают) с мерой, доводя разницу до нуля. Фазовую меру в данных ЛИС формируют кодоуправляемые волоконные фазомодуляторы 12 (рис. 2 — 4), которые могут быть включены как в оптический канал, так и в электрический между излучателем и приемником.

В системе ФАПФ (рис. 1а) частотный сигнал от генератора 6 следует через волоконный фазомо-

а)

б)

Рис. 4. Схема импульсной ЛИС(а), ход оптических лучей в АО модуляторе (б)

дулятор 12 на электрический вход АО модулятора 5 и на опорный вход фазового детектора 9. На другой его вход поступает измерительный сигнал от фотоприемника 8. Сигнал на разностной частоте с фазовым сдвигом Дф(Д1у), вызванным смещением Д1у, поступает на вход компаратора 10, который вместе со счетчиком 11 (логическая схема направления счета не показана), формирующим выходной цифровой код ДЫвых, фактически, реализует фазо-циф-ровое преобразование в следящем режиме, аналогично хорошо известному аналого-цифровому преобразованию.

Так, в [8] волоконный фазомодулятор выполнен на основе пьезокерамического цилиндра высотой 30 мм с внешним и внутренним диаметрами 85 мм и 77 мм соответственно с однослойной намоткой 27 м оптического волокна Согпшд БМР-28 [9]. Под действием напряжения, приложенного к контактам, нанесенным на внутреннюю и внешнюю поверхности цилиндра, его диаметр меняется, приводя к модуляция фазы света за счет удлинения волокна и фотоупругого эффекта (изменения показателя преломления). Чувствительность модулятора может быть Дффпм = 0,06 — 0,08 рад/В^виток [10]. Примем, что используемый в ЛИС волоконный фазомодуля-тор содержит встроенный цифро-аналоговый преобразователь, являясь фактически цифро-фазовым преобразователем (ЦФП) управляемый цифровым кодом ДN :

деляться целой N и дробной частями от Л:

Дффпм кфпм Мфпм-

(3)

Дф(Д7у) - Дд = Афффд.

(4)

фпм

Обу

ON =-

вых Акк

(5)

OLy = Мцел-А + АМ вых

А

Для второго случая с частичной компенсацией имеем Дффпм = Ффапф"Лффд, с тогда с учетом формул (1) и (4) получим

2п0бу Л

= 0%д + кфапф * 0%д = °Ффд(l + кфапф) • (6)

При Дффд = 2п, а перемещение УУу яшшется максимальными и соответствует пространственному периосу 1пп и на основс выражения (6) можно записать

бпп = AV(1 + кфапф) •

0^ = =

фапф/

Об

Л (1 + к,

(7)

(8)

фапф'

В связи с тем что на входе фазового детектора 9 фазовый сдвиг, вносимый волоконным фазомодулятором Дффпм, компенсирует входной фазовый сдвиг Дф(Д1 ), можно записать уравнение баланса фаз:

Согласно этому уравнению, возможны полная (Дффд—>0) и частотная (Аффо = vсл) компенсации входного фазового сдвига Дф(Д1у). Для первого случая выражение (5) принимает вид Дф(Д1у)=Дфф а с учетом формул (1) и (3) можно записать

Так как пространственный период 1пп равен Л, то суммарное перемещение Д! будет опре-

При использовании 14-разрядного ЦАП (с числом квантов 214= 16384) в системе ФАПФ для режима полной компен саци и входного фазов ого сдвига разрешающня способность при Л, равном «200 мкм и 10,3 мкм для АО модуляторов на основе воды и кристалла TeO2 соста в и т =12! нм и 0,6 нм соответственно. Однько в данной ЛИС присутствует погрешность, вноспмая АО преобразованием, вариант исключения кьсо рой рассмотрен при введении опорного канала.

1.1.2. ЛИС с онорным. каналом. В данной схеме верхняя часть триппель-призмы 2, освещаемой лазерным лучом, формируется полупрозрасной для создасия ьсорзого лазерного луч а, пропускаемого через АО модулятор для регистрации фотоприемником 8 опорногь ьгнала (рис. 2б). Волоконный фа-зомодулятяо 12 вклюогс л сетичгслий измерительный канал, генер атор 6 подключен напрямую к АО модулятору 5.

В устоявшем си рагнотсс ном режиме ЛИС влияние погрешностей, вносимых АО модулятора, на измерительный опориый огоат одингслтс, и они компенсирует фр яг друво в ф асо в им детектор 9. Его выходной сигнал поступаят ал усилсттль 13 (фильтр низких частот не пяквзан) и ье сход АЦП 11, выходной код ANBbix которого слезет на вход волоконного фазомодулятора 12 и является выходным для всей схемы. Подавление шумов, свойственное для систем фазовой автоподстройки, может допол-

нительно подавляться АЦП двухтактного интегрирования или дельта-сигма.

1.2. лиС с системой ФАПч и частотно-цифровым преобразованием. Представленные далее ЛИС являются развитием разработанной автором в 1996 году ЛИС с частотным выходом с включенной последовательно с АО модулятором автокомпенсационной дисперсной линии задержки [3] для устранения нелинейности в выражении (2).

1.2.1. ЛИС без опорного канала. Данная ЛИС (рис. 3а) с системой ФАПЧ [11] подобна ЛИС с системой ФЯГПФ (рис. 2а), рассмотренной выше. И особенность ее работы заключается в необходимости формирования переменного сигнала, поступающего на возбуждение АОМ 5, с изменениями не только частоты, но и Л азы ялнтезятором частоты 14 и волоконным фазомодулятором 12 соответственно:

U= U0s т[2п/(Д/и + ф(ДП],

(9)

где ДД1 ) = к, И и р(Д1) = — к Д1 — текущие зна-

V у фапч У У' лз у 1

чения частоты и фазы, завиыящиеот перемещения Д1у. Соответственно, в схему дополнительно введен синтезатор частот 14, например, на основы микросхемы АЭР5610, описанной в [ 12].

Это осложняет работу данной ЛИС и создает условия для вознионо веяоя дополнительной погрешности, вызванной рассоглатоваятео управления волоконного фазомодулятора и синтезатором частот. В остальном алгоритм работы ЛИС с системой ФАПЧ подобен описонноюу лаз ерному интерферометру, исследованному в [9].

Функцию преобразования и простфанственный период для данной МЛ С молено нвыирань о виде

Af = £л • Дф

1пп 2

aom ' LB<pM

• — •Т ,

IT

(10)

(11)

где Ьвфм — постдонная времени задержки сигнала в волоконном фазомодуляторе, которая позволяет линеаризовать функцию преобразования ЛИС.

1.2.2. ЛИС с опорным каналом. Повышение точности измер ений обусловливает необходимость введения в ЛИС опорного канала, схема которой также подобна ЛИС д системой ФАПФ (рис. 2б), описанной выше. При ыном сыхраняются недо-статки, определяемые сложностью технического решения, и во зможности возникновения дополнительной погрешности, вызванной рассогласованием управления волоконного фазомодулятора и синтезатором частот.

Итак, ЛИС с сиетемой ФАПЧ на основе АЦП и синтезатора частот (генератора, управляемым кодом) 14, позволяет осущдетвить частотно-цифровое преобразовандя ДИ(Д/ф a Д^ПЫ° при йзкерейии перемещений Ду.

Хорошими характеристиками зкля испольоова-ния в данных ЛИС обладтет мирресхема АОF5610 (пр-во Analog Devices, США), представляющая собой 24-разрядный синтезатор частоты с ФАПЧ со встроенным ГУН с возможностью генерации сигнала в диапазоне от 55 до 15000 МГц. Для настройки выходного сигнала микросхема содержит 24-разрядный модуль настройки частоты, что позволяет генерировать сигнал с дискретным шагом в 3 Гц [12].

Рис. 5. графики, поясняющие создание импульсных ступенчатых функций

2. лиС допускового контроля. Одна из особенностей АО гетеродинных ЛИС заключается в реализации возможности допускового контроля. Наиболее подходит для этого рассмотренная выше ЛИС с системой ФАПЧ и частотно-цифровым преобра-знвонием, т.к. позволяет определять текущее поло-жени отклонения от прямолинейности Д1у, реализуя абсолютный отсчет.

Ранее возможность допускового контроля в ЛИС была предложена, основываясь прежде всего на управлении значением пространственного периода 1 и фазового детектора с отрицательной крутизной [11, 9].

Однако к настоящему времени в связи с существенным возрастанием степени интеграции интегральных схем, в т.ч. на ПЛИС, позволяющих реализовать прежде большие измерительные системы в нескольких микросхемах, значительно упростилась возможность частотно-цифрового преобразования Д/(Д1) — ДН .

у у' вых

Итак, один N или два Ы2, N цифровых кода (числа), соответствующих положению на одной 1а или внутри двух 1Ь, 1с пространственно-чувствительных координат и формированием граничного отклонения от прямолинейности или поля допуска [1Ь;1с] нужного значения (рис. 5). Это эквивалентно созданию единичных импульсных ступенчатых функций преобразования (функций Хэвисайда) ^(1а) = 1(1—1а) и Р(1а'1Ь) = 1(1—1Ь) — 1(1—1с) с соответствующими сигнализирующими импульсными перепадами «0» ^ «1» (или наоборот) при прохождении через них. Использование подобных импульсных перепадов подобно реализации светофорной сигнализации для пространственно-чувствительных координат: «зеленый — красный» для 1а или «зеленый —желтый — к расный» для поля допуска [1Ь; 1с].

3. импульсная лиС. Для ЛИС, описанных выше, диапазон измерения обычно не превосходит 1—3 мм. Для его увеличения, а также повышения разрешающей способности была разработана импульсная ЛИС (рис. 4а). В ней используется дифракции света в режиме Брэгга на коротком цуге УЗВ, «окне дифракции», пробегающем через АО модулятор, и измерение фазового сдвига в импульсном режиме. Работа импульсной ЛИС может быть в двух режимах: непрерывном или импульсном режиме лазера 1 с электрической или оптической синхро-

низацией измерений соответственно, а физические вопросы подобных режимов работы ЛИС рассмотрены в [13—16].

Итак, как и ранее, перекатывающаяся по исследуемой поверхности 4 каретка 3 с триппель-при-змой 2 смещает на Д1у отраженный луч лазера 1 (рис. 4а, б).

Оптическая схема импульсной ЛИС может быть реализована на отдельных оптических, волоконно-или интегрально-оптических элементах, а в ее основе реализован интерферометр Маха —Цендера с двумя плечами:

— опорное плечо: светоделитель 15 ^ коллиматор 16 ^ зеркало 17 ^ светоделитель 18 ^ фотоприемник 8;

— измерительное плечо: светоделитель 15 ^ «окно дифракции» в АО модуляторе ^ светоделитель 18 ^ фотоприемник 8.

В АО модуляторе 5 по сигналу от генератора 6 и формирователя импульсов 19, включающего волоконный фазомодулятор, возбуждается бегущая УЗВ в виде короткого цуга. В момент его пробега-ния через лазерный луч измерительного плеча формируется +1 порядок дифрагирующего света под углом Брэгга ©Ь, следующий на фотоприемник 8, где интерферирует с оптическим потоком, прошедшим по опорному плечу интерферометра Маха —Цендера. Для дифрагирующего света цуг УЗВ выполняет роль светоделительной грани с центром АО взаимодействия. В результате интерференции двух оптических потоков на выходе фотоприемника 8 формируется импульсный электрический сигнал (рис. 6), подаваемый на вход измерительной схемы 20. В определенный момент измеряется фазовый сдвиг Дф(Д1у) этого сигнала относительно опорного электрического сигнала от генератора 6.

Смещения лазерного луча Д1у приводят для измерений в каждом цикле к смещению центра АО взаимодействия и от иетдрференции оптических потоков опорнодо и изкерительного плеч к появлению соответствующего дополнительного фазового набега 5ф(Д1у).

В результате на выхпде измерительной схемы 20 вырабатывается цифровой симнал рассогласования ДNвых, поступающий на формирователь импульсов 19 (и встроенный д него волоконный фазомодуля-тор) для компессацид вышеуказанного фазового набега 5ф(Д1у) за счет изменения времени старта (фазы сигнала) цуга УЗВ, его пространственного положения в АО модуляторе 5 и центра АО взаимодействия соответственно.

Таким образом, за счет изменения времени старта (фазы сигналд) ккждого цугд МЗВ центр АО взаимодействия не меняете я, чтобы кммпе нсировать фазовый набег 5ф(Д1у)=0, обеспечивая неизменность фазового сдв и га Дф(Д1у) = const. Такой алгоритм работы подо Цен кодфека ии см ещения еяетяде-лительной грани интерферометра Маха —Цендера для компенсации смещяаий лазерного луча Д1у. Временной интервал (фаза сиенала) в цифровом виде, соответствующий старту цуга УЗВ, является выходным сигналод — Швых. Ккк видно, смещения Д1у в итоге компенсируются просерааствсиным смещением цуга УЗВ по фазовому набегу, кратному длине волны света.

В соответствии с ходом оптических лучей в АО модуляторе 5 (рис. 4б) выражение для фазового сдвига Дф(Д1) мопсно засисааь:

Дф(Др) к

2теоас е iBC)

(12)

Иг

Рис. 6. импульсный сигнал, полученный от интерференции света дифрагированного на коротком цуге в АО модуляторе с опорным оптическим потоком [14]

а)

5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 65 70 &ь, град б)

Рис. 7. Зависимости угла Брэгга от частоты (а) [14] и «углового» коэффициента ка от угла Брэгга &ь в диапазоне от 0° до 75° (б)

т

Ay • Í \

= sin(an + ag) (рис. 4б),

Значеное 7а= нойдем через соотношение

+ (рис. 4б), которое с учетом того,

Лас

что ап + ад= 2 &ь пртни+вет вид

/+ =—TAl-\ = Ау cos =c(2@b). (13)

smK + TJ

A I,

Таюке через соотношение —- = tg(l@b) (рис. 4б)

> 1Ьи

определим и значащие 1вс:

д = А1с(д (2©ь)

(14)

Тогда, с учетом равнение (13) и (14), выражение (12) примет дледующий вид:

Ае(А/у) = [cosec(2@b) - <eí<gr(2íOb)] =

Л

_ 2пА/у 1 - cos(2eb) Л sin(2@b)

(15)

которое, с учетом известного равенства

1 — cos У У -= tg— , запишется

sin у 2

2яД/ 2nAlv

Acp(Alg) = ■ tg®b = К ,

(16)

где кь = íg®ь —«угловой» коэффициент.

Частотная зависимость угла Брэгга ©ь(/) имеет нелинейный характер и её можно представить тремя графиками (рис. 7а).

График 1 соответствует изотропной дифракции (п.=пл), а графики 2 и 3 — анизотропной дифракции для двух вариантов соотношений поляризации падающего и дифрагированного света (п.<пл) и (п>пл), соответственно [14].

Из рис. 7а видно, что при анизотропной дифракции света углы Брэгга достигают существенно больших значений вплоть до ±90° при меньших частотах, чем при изотропной дифракции. И этим предпочтительней для применения в данных ЛИС.

В [14] еще в начале 90-х годов ХХ века были рассчитаны и экспериментально определены значения пределов чувствительности по фазе составившие значения: Х/300 и Х/45 соответственно. С учетом технологического прогресса и появления за последние более 25 лет более чувствительных и менее шумящих фотоприемников можно предположить, что к настоящему времени достигнутые ранее значения могут быть улучшены, как минимум, до 3 раз и составить =Х/900 и Х/135 (=0,005 мкм) соответственно.

Кроме того, в [14] было описано введение дополнительного АО модулятора в опорный канал с частотой модуляции / , близкой к частоте модуляции АО модулятора в измерительном канале / : f =/ .

1 1 изм оп изм

Целесообразность такого варианта обусловлена необходимостью уменьшения разностной частоты до значения Д/=/ — / и снижения частотных требо-

оп изм

ваний ко входным каскадам оптоэлектронного канала импульсной ЛИС.

Итак, разработка импульсной ЛИС создает предпосылки решения задачи в достижении сопоставимых значений разрешающих способностей в направлениях всех трех осей Х, У и 2: Д =Д =Д .

Заключение.

1. Создание ЦФП на основе волоконного фа-зомодулятора и ЦАП и введение его в контуры ФАПФ и ФАПЧ ЛИС дает возможность реализовать нулевой метод измерения входного фазового сдвига Дф(Д1у). При его полной компенсации пространственный период равен длине УЗВ 1=Л, для значений которых 200 мкм и 10,3 мкм и 14-разрядном ЦФП обеспечивается разрешающая способность =12 нм и 0,6 нм при использовании в АО модуляторе воды и кристалла ТеО2 соответственно. В связи с тем, что разрешающая способность в продольном направлении к лазерному лучу (вдоль оси ОХ) достигает уровня =0,2 ... 0,6 нм, поставленная цель равенства разрешающих способностей в трех ортогональных направлениях Д1х=Д1у=Д12 достижима для АО модуляторов на основе кристалла ТеО2.

2. Осуществление в ЛИС с системой ФАПЧ частотно-цифрового преобразования Д1(Д1у) —АМвых обусловливает необходимость одновременного изменения частоты и фазы на выходах ГУК и ЦФП, усложняя схему и внося дополнительную погрешность от их возможного рассогласования.

3. Импульсная ЛИС намного сложней так называемых «непрерывных» ЛИС и не позволяет достичь весомого преимущества по разрешающей способности, достигая значения =5 нм. Повышение чувствительности обусловливает использование твердотельного АО модулятора с анизотропной дифракцией света с достижением больших углов дифракции света при меньших частотах АО модуляции.

Библиографический список

1. Яковлев Н. А. Построение лазерных систем для измерения перемещения по трем координатам на основе акустоопти-ческого преобразования измерительной информации: дис. ... канд. техн. наук. М., 1991. 235 с.

2. А. с. 1696851 СССР, МПК С 01 В 9/02. Интерферометр для измерения отклонений от плоскостности / Базы-кин С. Н., Базыкина Н. И., Капезин С. В., Телешевский В. И., Яковлев Н. А. № 4710084/28; заявл. 26.06.89; опубл. 07.12.89, Бюл. № 45.

3. А. с. 1765691 СССР, МПК С 01 В 21/20. Устройство для измерения отклонений от прямолинейности / Леун Е. В., Коренев М. С. № 96103210/28; заявл. 10.02.96; опубл. 10.08.97, Бюл. № 22.

4. Пат. 2523780 Российская Федерация, МПК С 01 В 21/00. Акустооптический способ измерения смещений / Пичхадзе К. М., Мартынов М. Б., Сысоев В. К., Леун Е. В. № 2013104694/28; заявл. 06.02.13; опубл. 20.07.14, Бюл. № 20.

5. Игнатов С. А. Повышение разрешающей способности лазерных измерительных систем для контроля оборудования ГПС методом акустооптоэлектронной обработки информации: дис. ... канд. техн. наук. М., 1987. 231 с.

6. Леун Е. В. Особенности схемотехники акустооптиче-ских лазерных систем для измерения перемещений с фазо-цифровым преобразованием // Технология машиностроения. 2002. № 5. С. 33-40.

7. Пат. 2213935 Российская Федерация, МПК С 01 В 21/00. Акустооптическое устройство измерения смещений / Леун Е. В. № 2002114645/28; заявл. 04.06.02; опубл. 10.10.03.

8. Иванов В. В. Развитие методов низкокогерентной волоконно-оптической интерферометрии: дис. ... канд. техн. наук. Н. Новгород, 2005. 154 с.

9. Леун Е. В. Исследование адаптивной волоконной измерительной головки для бесконтактного измерения отклонений размеров деталей на основе управляемого акустооптоэлектрон-ной обратной связи: дис. ... канд. техн. наук. М., 1994. 223 с.

10. Бутусов М. М., Галкин С. Л., Оробинский С. П. Волоконная оптика и приборостроение. Л.: Машиностроение, 1987. 328 с.

11. Шахгильдян В. В., Ляховкин А. А. Системы фазовой автоподстройки частоты. М.: Связь, 1972. 446 с.

12. Широкополосный синтезатор с ФАПЧ со встроенным ГУН А0Б5610 // Электроника: Наука, технология, бизнес. 2019. № 1 (182). С. 117.

13. Балакший В. И., Мартынова М. В., Румянцев А. А. Дифракция света на акустическом импульсе // Оптика и спектроскопия. 1998. Т. 84, № 5. С. 860-866.

14. Румянцев А. А. Акустооптические датчики волнового фронта световой волны: дис. ... канд. физ.-мат. наук. СПб., 1994. 168 с.

15. Вовк Ю. М., Затолокин В. Н., Рудаков И. Б. [и др.]. Акустооптический сканер на основе бегущей акустической ЛЧМ-линзы // Автометрия. 1992. № 1. С. 54-62.

16. Твердохлеб П. Е., Штейнберг И. Ш., Щепеткин Ю. А. Способ гетеродинного детектирования импульсных световых сигналов // Автометрия. 1999. № 5. С. 41-51.

АЕУН Евгений Владимирович, кандидат технических наук, ведущий инженер АО «НПО Лавочкина». SPIN-код: 6060-8056 AuthorlD (РИНЦ): 367560 AuthorlD (SCOPUS): 57200722184 Адрес для переписки: [email protected]

Для цитирования

Леун Е. В. Совершенствование методов и средств контроля отклонений от прямолинейности на основе акустооп-тических гетеродинных лазерных измерительных систем // Омский научный вестник. 2019. № 4 (166). С. 71—77. DOI: 10.25206/1813-8225-2019-166-71-77.

Статья поступила в редакцию 18.06.2019 г. © Е. В. Аеун