CC BY
29
Электроника, технологии производства материалов электронной техники
УДК 621.37
С.Г. Крутчинский, Н.Н. Прокопенко
собственная компенсация в радиационно-стойких
микросхемах на основе базового матричного кристалла абмк_1_3
Экономическая и технологическая целесообразность использования техники аналоговых базовых матричных кристаллов (АБМК) для создания радиационно-стойких интегральных схем (ИС) и сложно-функциональных блоков (СФ-блоков) смешанных микроэлектронных систем в корпусе (СвК) обоснована исследованиями многих микроэлектронных фирм. Однако на этом пути возникают существенные технические проблемы, которые можно решить на этапе схемотехнического проектирования конкретных узлов, устройств в виде ИС и СФ-блоков микроэлектронных СвК. К таким проблемам в первую очередь необходимо отнести следующие.
Во-первых, для обеспечения относительно высокой радиационной стойкости изделий интегральной электроники на базе аналогового базового матричного кристалла в его структуре используются полупроводниковые компоненты микронного уровня. Возникающие при этом достаточно большие паразитные емкости соответствующих р-п переходов существенно уменьшают диапазон рабочих частот микроэлектронных изделий. Именно поэтому их схемотехника должна предусматривать возможность минимизации влияния этих емкостей на совокупность частотных и временных характеристик, а также на набор соответствующих параметров.
Во-вторых, воздействие гамма излучения, потока нейтронов и температуры на компоненты АБМК_1_3 (г. Минск, НПО «Интеграл») существенно изменяют их малосигнальные дифференциальные параметры, что в конечном итоге определяет основные и часто метрологические характеристики устройств РЭА. Детальное исследование изменения этих параметров показывает, что
большей стабильностью характеризуются п-р-п, p-JFet и PADJ транзисторы, а наименьшей - р-п-р транзисторы. Так, увеличение дозы радиации до 300 крад и потока нейтронов до 1013 нейтрон/см2 увеличивает выходную проводимость этих транзисторов (й ) в три раза и уменьшает коэффициент передачи тока базы в пять раз, который может достигать значений нескольких единиц. Именно поэтому проблематично использование этих транзисторов даже в качестве динамических нагрузок п-р-п транзисторов. В этой связи становится актуальной задача уменьшения влияния этих параметров на реализуемые характеристики на этапе схемотехнического проектирования.
Наконец, и это самое главное, с новых позиций необходимо рассматривать проблему стабилизации режимов работы и, в первую очередь, рабочих токов используемых транзисторов. Создаваемые схемотехнические методы должны не только исключать «триггерные эффекты», но и обеспечивать требуемое качество нулевого уровня и основных дифференциальных параметров этих компонентов. Решение последней задачи выполнено в работе [1] и ниже затрагиваться не будет.
Постановка задачи. В микросхемотехнике аналоговых устройств полностью исключить эвристические методы и подходы практически невозможно. Однако «искусство схемотехники» должно базироваться на глубоких прикладных исследованиях, показывающих не только возможность решения конкретной задачи, но и указывающих путь достижения цели проекта. С этих позиций общая задача схемотехнического проектирования должна решаться «снизу вверх» и предусматривать схемотехническую интеграцию
отдельных методов и принципов.
С точки зрения уменьшения (минимизации) влияния доминирующих паразитных параметров полупроводниковых компонентов существует два основных структурных признака - введение в электронную схему цепей собственной или взаимной компенсации [2, 3]. При взаимной компенсации два или несколько, как правило, одинаковых по своей физической природе паразитных параметра влияют на контролируемый показатель качества схемы противоположным образом [4]. В этом случае чем больше эффект компенсации, тем больше параметрическая чувствительность к нестабильности этих (компенсируемых) параметров, поэтому такой подход можно использовать при очень высокой идентичности этих паразитных параметров [5]. При собственной компенсации осуществляется минимизация параметрической чувствительности [6]. Однако вводимые в схему дополнительные цепи и конечная (искомая) ее структура не должна содержать других доминирующих паразитных параметров, влияющих на контролируемый показатель качества. Эти базовые положения, вытекающие из потребностей практики построения радиационно-стойких аналоговых ИС, положены в основу настоящей работы, направленной на поиск таких структур и методов их построения, которые обеспечивают уменьшение влияния паразитных параметров активных элементов на качественные показатели аналоговых ИС до уровня их нерадиационно-стойких аналогов. Методология решения таких задач изложена в монографии [7].
В этом отношении уместно сделать дополнительное замечание. Используемый в работе подход к решению сформулированной задачи является дальнейшим развитием ранее предложенного нами принципа собственной компенсации, полученные результаты формализуют этап схемотехнического проектирования и не связаны с эвристическими процедурами. Поэтому в списке литературы указаны только наши публикации. Конечно, при решении практических задач можно получить известные, как правило, эвристические схемотехнические решения (например, динамические нагрузки Вильсона). Однако с точки зрения качественных показателей ИС при радиационном воздействии эти решения не являются оптимальными (рациональными). Зарубежные специалисты аналогичные задачи решают в основном технологическим способом - создани-
ем радиационно-стойких компонентов в рамках технологий КНИ и КНС. Именно поэтому в списке литературы они не цитируются.
Собственная компенсация влияния дифференциального сопротивления динамической нагрузки на п^-п транзисторе. В соответствии с методикой решения аналогичных задач [7] действие контура собственной компенсации влияния выходной проводимости (Л222) р-п-р транзистора с общим эмиттером на реализуемый схемой коэффициент усиления (К) не должно изменять другие вторичные параметры схемы. Решение такой задачи не только существует, но и в структурном отношении является единственным. Эта единственность не исключает множества схемотехнических реализаций вводимого контура компенсации и, следовательно, дополнительных параметрических степеней свободы, направленных на уменьшение влияния проводимости к22 на коэффициент усиления К.
На рис. 1 показано взаимодействие цепи собственной компенсации с входными зажимами р-п-р транзистора (УТ2) в простейшем усилительном каскаде с основным п-р-п транзистором (УТ1). В этом случае
К =--^ (1)
8* +¿22.1 + ^2.2/{1 + №2.2 +Я2(1 + *П)]}
где « = а1/И11 7, Н221 - крутизна и выходная проводимость 7-го транзистора.
Последнее соотношение показывает, что дей-
Рис. 1. Цепи собственной компенсации в каскаде с динамической нагрузкой УТ2
ствие контура компенсирующей обратной связи, образованной дополнительным усилителем напряжения КП и эмиттерным повторителем на основе VT2, направлено на уменьшение вклада й22 2 р-п-р транзистора в реализуемый каскадом коэффициент усиления К.
При этом параметрическая чувствительность
5* =-К-^^- (2)
уменьшается действием указанного контура. Таким образом, в данной структуре можно реализовать равенство вкладов п-р-п и р-п-р транзисторов в нестабильность К под действием упамянутых выше дестабилизирующих факторов. Как видно из (1) и (2), в этом случае необходимо выполнение неравенства КП >> 1, поэтому парциальные чувствительности коэффициента усиления определяются из следующих соотношений:
# = 1, =- (3)
ггЛГ _ г*К _ с^К _ С1К
Ог —1З у — ОI, —Оь
Лп "22.2 "22.1
^22.2
(4)
При любом критерии оценки общей нестабильности коэффициента усиления каскадов с динамической нагрузкой необходимо выполнить условие
^22.2
^22.1 "
(5)
®^22 2 ®«2
где - относительное изменение малосигнального параметра X соответствующего биполярного транзистора, вызванное воздействием обсуждаемых в статье дестабилизирующих факторов.
Таким образом, предварительная информация об изменениях малосигнальных параметров п-р-п и р-п-р транзисторов достаточна для оценки параметров цепи собственной компенсации (КП и Лэ).
Соотношения (1) и (4) показывают, что для уменьшения влияния малосигнальных параметров р-п-р транзистора можно использовать только резистор эмиттерной цепи Лэ. Если он реализован на аналогичном р-п-р транзисторе, то
(«22.2 )
3К = 3К -,
«22.2 «22.1 « . С
К =
5,
8« + К.2Л + К.2 /$2 8ш+ Кл + Кг.2 ■ ^2.2
(6) | (7)
а эффективность действия этой цепи обратной связи определяется коэффициентом внутренней обратной связи ИП2 р-п-р транзисторов. Полу-
ченный вывод строго соответствует возможностям динамических нагрузок в виде «двойного каскода» [8]. Эффективность двойного каскода ограничивается численными значениями Ьпг и, как правило, недостаточна для решения практических задач. Если в эмиттерной цепи VT2 использовать аналогичный р-п-р транзистор (УТр), то с учетом идентичности изменений параметров р-п-р транзисторов под действием совокупности дестабилизирующих факторов, получим
К =
8к+Ь22Л+^рк11р/арКи
$К =-1СК =- 2К . «12.р ' «22.р
«2,Р = 2 ар = Кп '
(8)
(9)
где « , й ар - малосигнальные параметры р-п-р транзистора, выполняющего функции Яэ.
Следовательно, в таких структурах возможна частичная взаимная компенсация влияния выходной проводимости « и коэффициента передачи его эмиттерного тока а на коэффициент усиления каскада. В этом случае условие равенства вкладов (5) п-р-п и р-п-р транзисторов будет иметь следующий вид:
к • К
22.р 42.р
■I К
'22.1^ П
=®к
-®ар). (10)
■ К
22.1 П
Таким образом, совокупность схемотехнических методов реализации цепи компенсации влияния малосигнальных параметров р-п-р транзистора (см. рис. 1) обеспечивает возможность максимизации коэффициента усиления К и его стабильности под действием дестабилизирующих факторов.
В качестве примера реализации сформулированных принципов на рис. 2 приведена схема простейшего дифференциального каскада с динамической нагрузкой. Здесь на транзисторах УТ3, УТ8 и УТ9 реализован компенсирующий усилитель КП с высоким (за счет УТ1) коэффициентом передачи. Учитывая, что «221 < « , получим
К =
£
«22.1 + «22. р«12. р ар
К К
8К = —зк р 22.р ^К = 2К«!2р «22р
51а
(11) (12) (13)
Рис. 2. Дифференциальный каскад с одним компенсирующим контуром в динамической нагрузке
Таким образом, если И12р «10-2, то с учетом численных значений ^-параметров п-р-п и р-п-р транзисторов влияние р-п-р транзисторов значительно меньше влияния п-р-п транзисторов. Результаты моделирования схемы рис. 2 при расчетном (ожидаемом) К = 60 дБ приведены в таблице и показывают влияние дозы радиационного излучения Dg, потока нейтронов Гп, а также температуры / °С на дифференциальный коэффициент усиления К, коэффициент передачи синфазного напряжения Ксн, их граничных частот /гр_сн, а также на интегральнные оценки, определяющие качество схемотехники/ Ксн • /гр_сн.
В качестве сравнения использована схема аналогичного каскада с простейшей динамической нагрузкой в виде «токового зеркала» с аналогичными токами коллекторов при расчетном (ожидаемом) К = 50 дБ. Сопоставление качественных показателей при различных уровнях дестабилизирующих факторов подтверждает эффективность предложенных схемотехнических решений.
Так, при радиационном воздействии в 1 Мрад ^ = 106 рад) даже при отсутствии потока нейтронов (Гп = 0 н/м2) и нормальной температуре (7 = 27 °С) простейший дифференциальный каскад практически теряет свою работоспособность (дифференциальный коэффициент усиления К и коэффициент передачи синфазного напряжения Ксн многократно изменяют свои значения). В этих же условиях предлагаемая схема сохраняет свои относительно высокие качественные показатели.
Собственная компенсация влияния проходной емкости коллекторного перехода. Из
теории усилительных каскадов известно, что частота его граничного усиления (/р) определяется соотношением
/р = 1(2*0, х=Гэ+Гб
а
ю«Л
+ С„
(14)
где Гэ - сопротивление эмиттерного перехода; г а , Ск - сопротивление области базы, статический коэффициент передачи эмиттерного тока и емкость коллекторного перехода; ша - граничная частота передачи эмиттерного тока; Я0 - общее сопротивление нагрузки.
Анализ структуры постоянной времени каскада и численное сопоставление вклада Ск и ша для реально реализуемых для АБМК сопротивлений динамической нагрузки (Я0 = Ш ) показывает, что доминирующим фактором, определяющим граничную частоту каскада, является проходная емкость п-р-п транзисторов. В работе [6] показано, что минимизация влияния Ск возможна путем введения в его схему цепи собственной компенсации, как показано на рис. 3.
Эта связь является единственной и достаточной для решения общей задачи. Здесь КП - коэффициент передачи усилителя тока с дополнительным потенциальным входом. В этом случае приращение передаточной функции Ф(р) схемы рис. 3 имеет следующий вид:
Ко6(\-Кп)кКо6
АФ {р) = р\
(15)
Таким образом, в приведенной структуре, как это видно из (15), наблюдается умножение численного значения С на множитель (1 - К ) и
к 4 П
Рис. 3. Структура усилительного каскада с компенсацией влияния С
Сравнительная таблица качественных показателей дифференциального каскада с различными динамическими нагрузками
Номер схемы К, дБ /Р, кГц / МГц Ксн, дБ /гр_сн, кГц Ксн/гр_сн, МГц /, °С ¥п, н/м2 Оя, рад мкА
Простая ДН (классическое токовое зеркало) 50 1530 484 -45 4100 729,1 27 0 100 208
52 1510 601 -55 290 163,1 -40 200
48 1540 387 -40 7650 765,0 65 214
50 1530 484 -45 4100 729,1 27 1016 208
-42 4890 615,6 1017 208
-37 257 18,2 1018 202
50 1550 490 -56 120 75,7 0 105 209
51 1430 507 -34 233 11,7 3105 207
5105
9 30000 85 0 - - 106 189
ДН (рис. 2) 60 601 601 -24 625 9,9 27 0 100 306
62 667 840 -24 766 12,1 -40 290
60 647 647 -25 450 8,0 65 314
60 661 661 -24 625 9,9 27 1016 315
-26 5260 105,0 1017 316
54 1150 576 -38 8000 635,5 1018 330
59 740 660 -33 6000 268,0 0 105 290
56 710 448 -35 8300 466,7 3105 316
5105
53 1310 585 -38 7400 587,8 106 251
уменьшение ее влияния на частотный диапазон схемы. При этом чувствительность передаточной функции к емкости коллекторного перехода не изменяется, что соответствует принципу собственной компенсации. При КП = 1 наблюдается полная компенсация влияния С и минимизация соответствующей активной чувствительности: тДэ6(1-*п)
Б*' = —
"-к
(16)
где тэ - эквивалентная постоянная времени усилительного каскада.
Важной составляющей успешного решения задачи является также минимизация входной емкости усилительного каскада. Именно поэтому в четырехполюснике цепи компенсирующей об-
Ф(Р) =
ратной связи необходимо учитывать следующие дополнительные ограничения. Во-первых, он должен иметь относительно низкое сопротивление нагрузки в коллекторной цепи или, при использовании полевых транзисторов, в цепи стока. Во-вторых, согласно структуре входной цепи каскада усиления, она должна использоваться в четырехполюснике компенсирующей связи так, чтобы совместно с дополнительными активными элементами образовывать по указанному пути каскады, являющиеся повторителем напряжения. Пример реализации каскада с компенсацией показан на рис. 4.
Анализ схемы приводит к следующему выражению:
КоэКоб2
р\ъкмк«2 + 61 + *2*сО0 - ИЛ)] + 1
(17)
где т1 и т2 - постоянные времени, определяемые соотношением (14) для первого и второго транзисторов при /а =ж . Учитывая, что Коб1« а1, влияние т1 на диапазон рабочих частот оказывается в
практических схемах незначительным. В приведенных выражениях полагалось, что при экономичных режимах работы г > г Таким образом,
при Коб
2/(1 -а1а2)2
амплитудно-частотная
<
Рис. 4. Пример реализации широкополосного усилительного каскада
характеристика каскада является гладкой и перерегулирование переходной характеристики отсутствует.
Структура входной цепи каскада, приведенного на рис. 4, обеспечивает также независящую от коэффициента усиления входную емкость. Введенная обратная связь увеличивает также и статический коэффициент усиления, т. к. уменьшает влияние дифференциального сопротивления коллекторного перехода УТ2 на эквивалентное сопротивление нагрузки каскада. Необходимые расчетные соотношения следуют из (15) и (17) заменой рСк на 1/гк.
Из соотношения (16) следует, что эффективность приведенной на рис. 4 цепи собственной компенсации непосредственно определяется численным значением а р-п-р транзистора, которое под действием гамма-излучения и потока нейтронов многократно уменьшается. Именно поэтому этот транзистор необходимо исключить из структуры цепи собственной компенсации. На рис. 5 показан вариант решения этой задачи на базе п-р-п и PADJ транзисторов.
Предварительно отметим, что УТ1 для цепи входного сигнала является повторителем и практически всегда используется в многокаскадных усилителях для повышения эффективности динамических нагрузок, поэтому дополнительно необходимо применить только PADJ и Лк для обеспечения его режима работы. Результаты моделирования схемы при нормальных условиях эксплуатации, приведенные на рис. 6, показыва-
ют, что использование дополнительного контура собственной компенсации влияния Ск позволяет практически в пять раз увеличить его диапазон рабочих частот. Из анализа схемы следует, что
(18)
К.1 э2
поэтому при необходимости уровень компенсации можно изменить выбором режимов работы биполярных транзисторов.
Увеличение граничной частоты полосы пропускания до 40МГц объясняется увеличением КП до 0,7, что в соответствии с (15) уменьшает влияние проходной емкости УТ2. Воздействие суммы дестабилизирующих факторов уменьшает эффективность контура. Так, при ^ = 65 °С, О = 500 крад, ¥п = 5-1013 н/см2 граничная частота каскада с собственной компенсацией уменьшается с 31 МГц до 21 МГц, а без канала компенсации - до 5,2 МГц.
Таким образом, эффективность предложенного и хорошо интегрируемого принципа собственной компенсации позволяет на базе микронных радиационно-стойких транзисторов обеспечить диапазон рабочих частот усилительных каскадов и усилителей на уровне субмикронных технологий.
Рассмотренные в статье схемотехнические принципы собственной компенсации влияния параметров р-п-р транзисторов на качественные показатели усилительных каскадов позволяют существенно расширить область практического применения традиционных микронных технологий при создании радиационно-стойких ИС.
Рис. 5. Радиационно-стойкий вариант реализации цепи собственной компенсации в широкополосном усилительном каскаде
1- 40MHz, 10.5dB
/
31MHz.10.i
6MHz IO,5dB
l3i=31 u А с компе! 1э2=79иА юацией
1э,=102иА Эг=137иА'
без ком тенсации
100KHZ 300KHZ 1.0MHz 3.0MHz □ < db(v(out)/v(ir_1)) V db(v(out1)/v(in_11))
300MHz 1.0GHz Частота
Рис. 6. АЧХ усилительного каскада
Можно предположить, что интеграция цепей собственной компенсации в отдельные каскады преобразования аналоговых сигналов позволяет приблизить возможности этих ИС к изделиям с п-р-п транзисторами, обладающими более высокой радиационной стойкостью. Опыт создания ряда аналоговых интерфейсов сенсорного уровня полностью подтверждает это положение.
Цепи собственной компенсации влияния емкости коллекторного перехода на достижимый диапазон рабочих частот дают возможность за счет уменьшения влияния выходной проводимости микронных транзисторов на реализуемый коэффициент усиления каскада приблизить основные его характеристики к аналогам, соответствующим субмикронной технологии.
Сформулированные в данной статье схемотехнические решения позволяют значительно уменьшить влияние негативных технологических факторов, определяющих качественные показатели радиационно-стойких полузаказных ИС на базе техники АБМК. Как видно из полученных принципиальных схем, это достигается за счет применения дополнительных компонентов и увеличения потребляемого тока (см. табл.).
Влияние вводимых в схему дополнительных транзисторов теоретически всегда увеличивает собственный шум схемы и коэффициент нелинейных искажений. С точки зрения этих параметров доминирующими являются входные более высококачественные п-р-п транзисторы. Полученные в работе результаты показывают, что действие предложенных цепей собственной компенсации распространяется только на р-п-р транзисторы, применяемые в вспомогательных частях схемы. Можно показать, что их вклад в динамический диапазон не является доминирующим. Более того, уменьшение влияния малосигнальных параметров этих транзисторов всегда благоприятно сказывается на верхнем уровне динамического диапазона схемы.
При решении широкого класса практических задач с использованием идей собственной компенсации возникают и другие схемотехнические проблемы: минимизация коэффициента передачи синфазного напряжения [9], увеличение скорости нарастания выходного напряжения [10], повышение коэффициента усиления каскадов при низко-омной коллекторной нагрузке [11], интеграция отдельных узлов в СФ блоки [4].
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Прокопенко, Н.Н. Методы компенсации влияния токовых автономных параметров транзисторов на нулевой уровень аналоговых микросхем [Текст] / Н.Н. Прокопенко, А.И. Серебряков, П.С.Будяков // Известия ЮФУ Технические науки. Тематический выпуск «Методы и средства адаптивного управления в электроэнергетике». -Таганрог: Изд-во ТТИ ЮФУ -2011. -№ 2 (115). -С. 92-98.
2. Krutchinsky, S.G. Methods of compensation of
parasitic parameters of transistors in analogue integrated circuit [Text] / S.G. Krutchinsky, N.N. Prokopenko, N.I. Kovbasuk // Proc. ICCSC'04. -M., 2004. -P. 31-35.
3. Прокопенко, Н.Н. Архитектура и схемотехника аналоговых микросхем с собственной и взаимной компенсацией импедансов: Монография [Текст] / Н.Н. Прокопенко, Н.В. Ковбасюк. -Шахты: Изд-во ЮРГУЭС, 2007. -326 с.
4. Крутчинский, С.Г. Компенсация паразитных ем-
костей активных элементов в электронных устройствах [Текст] / С.Г. Крутчинский, Н.Н. Прокопенко, Е.И. Стар-ченко // Проблемы разработки перспективных микроэлектронных систем - 2006: Сб. науч. тр. под общ. ред. А.Л. Стемпковского. -М.: Ин-т проблем проектирования в микроэлектронике РАН, 2006. -С. 194-199.
5. Крутчинский, С.Г. Методы компенсации основных составляющих выходной емкости транзисторов в аналоговых микросхемах [Текст] / С.Г. Крутчинский, Н.Н. Прокопенко, Н.В. Ковбасюк [и др.] // Проблемы разработки перспективных микроэлектронных систем - 2006: Сб. науч. тр. под общ. ред. А.Л. Стемпковского. -М.: Ин-т проблем проектирования в микроэлектронике РАН, 2006. -С. 223-228.
6. Krutchinsky, S.G. Structurally topological principles of self-compensation in electronic devices [Text] / S.G. Krutchinsky, N.N. Prokopenko, E.I. Starchenko // 2 IEEE International Conf. on Circuits and Systems for Communication. -M., 2004. -P. 26-30.
7. Крутчинский, С.Г. Структурный синтез в ана-
логовой микросхемотехнике [Текст] / С.Г. Крутчинский. -Шахты: Изд-во ЮРГУЭС, 2010. -260 с.
8. Прокопенко, Н.Н. Схемотехника широкополосных усилителей: Монография [Текст] / Н.Н. Прокопенко, Н.В. Ковбасюк. -Шахты: Изд-во ЮРГУЭС, 2005. -218 с.
9. Прокопенко, Н.Н. Архитектура и схемотехника дифференциальных усилителей с повышенным ослаблением синфазных сигналов: Монография [Текст] / Н.Н. Прокопенко, С.В. Крюков. -Шахты: Изд-во ЮРГУЭС, 2008. -329 с.
10. Прокопенко, Н.Н. Архитектура и схемотехника быстродействующих операционных усилителей: Монография [Текст] / Н.Н. Прокопенко, А.С. Будяков. -Шахты: Изд-во ЮРГУЭС, 2006. -231 с.
11. Прокопенко, Н.Н. Элементная база радиацион-но-стойких информационно-измерительных систем: Монография [Текст] / Н.Н. Прокопенко, О.В. Дворников, С.Г. Крутчинский; под общ. ред. Н.Н. Прокопенко. -Шахты: Изд-во ЮРГУЭС, 2011. -208 с.
УДК 621.37
В.Г. Манжула
информационная поддержка синтеза схемотехнически интегрированных принципиальных электрических схем
Известно, что максимальная эффективность инженерного труда достигается не вследствие использования сложного программного обеспечения, а благодаря оптимальному взаимодействию человека и машины [1]. При этом автоматизированные системы поискового синтеза (АСПС) обеспечивают информационную поддержку инженерной работы. Основное назначение АСПС состоит в генерации альтернатив при поиске решения.
Современные интегральные микросхемы имеют в своем составе широкий набор различных функциональных элементов. Их реализация в виде отдельных принципиальных схем, как правило, приводит к недопустимому увеличению общего числа активных элементов схемы, что в свою очередь приводит к снижению надежности и высокому токопотреблению [2]. Применение принципа схемотехнической интеграции позволяет избежать перечисленных недостатков, к тому же схемы, проектируемые на основе этого
принципа, отличаются своей простотой и изяществом. Его сущность заключается в том, что ряд отдельных функциональных элементов выполняется в виде единой нерасчленимой принципиальной схемы, выполняющей совокупность функций всех входящих в нее функциональных элементов. Рассмотрим особенности информационной поддержки проектировщика при синтезе схемотехнически интегрированных решений.
Информационное обеспечение такой АСПС [3] предполагает использование четырех баз данных: базы данных схемных объектов (СО), содержащей текстовое и графическое описание известных схемотехнических решений;
проблем (БДП), содержащей возможные недостатки схемных объектов;
методов (БДМ), содержащей описания методов решения проблем;
базы данных функций (БДФ) схемных объектов. Под схемным объектом будем понимать совокупность одного или нескольких электронных
