Синтез структур принципиальных ARC-схем с маломощными операционными усилителями Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

аыми функциями от w, что создает значительные трудности при реализации данного типа управляемой частотной характеристики.

Депортируемые частотные характеристики с управляемой полосой, получаемые из НЧ-прототипов в результате частотного преобразования (3,в) и (3,г) с управляемыми параметрами o)t(v), w(.v), обладают свойствами двух рассмотренных типов управляемых частотных характеристик. Учитывая, что параметры и>с(у) и w(y) изменяются независимо, задачу реализации денормируемой частотной характеристики с управляемой полосой можно решать дифференцированно, используя комбинацию описанных выше типов управляемых частотных характеристик.

В заключение следует отметить, что если требуется в процессе перестройки контролировать, а тем более изменять по определенному закону коэффициент передачи в полосе пропускания, то необходимо введение управляемого масштабного коэффициента, причем: закон его изменения определяется с учетом конкретных схемных реализаций перестраиваемых фильтров.

ЛИТЕРАТУРА

1. Ланнэ А.А., Федоров B.C. Расчет перестраиваемых НЧ-фильтров с Чебышсв-скими характеристиками затухания/УТТолунроводпиковые приборы в технике электросвязи. Выи, 16. М.: Связь, 1975.

2, Справочник по расчету и проектированию ARC-схем /Букашкшг С .А., Власов В.ТТ., Змий Б.Ф. и др. Под. ред. А.А.Ланнэ. М.: Радио и связь, 1984.

УДК 621.372

С.Г.Крутчинскнй

Синтез структур принципиальных АЙС-схем с маломощными операционными усилителями

Применение активных фильтров в датчиках измерительной аппаратуры и системах автоматического управления, в портативных устройствах связи невозможно без существенного снижения потребляемой ими мощности при достаточно жестких метрологических характеристиках. Достижения современной полупроводниковой технологии привели к появлению относительно дешевых маломощных операционных усилителей (ОУ), которые при трехвольтовом питании потребляют ток до 500 мкА [11. Сравнение базовых показателей таких ОУ приведено на рис.1. Пока-

Г?;} - истребляемый ток ГклкА]

□ - площадь усиления 1|[кГ*ц]

Щ “ показатель [кГц/мкА]

‘1CQ

230

5 ОС

1М

затсль с характеризует экономичность ОУ. На уровне современных зарубежных активных элементов этого класса относительно хорошо выглядит “старый” отечественный ОУ 140УД12, который при указанном напряжении питания и приведенном показателе с за счет программирования обеспечивает изменение потребляемого тока от 25 до 180 мкА,

Рассмотренные активные элементы имеют относительно невысокие частотные свойства. Именно поэтому создание схем с экстремально низким влиянием плошали усиления ОУ па характеристики фильтров приобретает важное значение- Не менее актуальных; является и расширение динамического диапазона таких устройств, т.к.

TLV2322

ALD17;1*1

С?-90

СП 077

Рис.1

LMOo-l£;2

і аду;;-, г

его верхняя граница заметно ограничивается низким напряжением питания. Использование традиционных способов решения задачи связано с необходимостью применения большого числа дополнительных ОУ и приводит к заметному увеличению собственного шума схемы [2]. В настоящей работе, являющейся логическим продолжением работы [3], предлагается набор структурно-топологических процедур, позволяющих построить схему фильтра с экстремально низкой чувствительностью передаточной функции устройства к нестабильности площади усиления ОУ.

Синтез схемы базируется на утверждении [3], что в произвольной структуре цепи с ОУ ее активная составляющая чувствительности

т

без уменьшения верхнего уровня динамического диапазона может быть единственным образом снижена за счет дополнительных ко туров обратных связей, обеспечивающих разностные члены в выражении для £Г,(р). В приведенном соотношении В^р) является передаточной функцией схемы на выходе /-го ОУ, Н{р) представляет собой аналогичную функцию устройства при подключении источника входного сигнала к неинвертирующему входу /-го ОУ. Именно поэтому уменьшение модуля Н^р) в рабочем диапазоне частот не только повышает стабильность характеристик, но и уменьшает вклад /-го ОУ в собственный шум схемы. Эти же составляющие определяют и приращение передаточной функции Др), вызванное неидеальностью /-го ОУ

$р(р)

А^(Р) =-----------. (2)

1+^,<й

где Рп{р)— передаточная функция схемы на выходе /-го ОУ при подключении источника сигнала к его неинвертируюшему входу.

Указанные выше контуры обратных связей образуются за счет подключения дифференциального входа /-го ОУ в общем случае через дополнительный активный многополюсник к новому (/'-ому) узлу схемы. В этом случае

е-Р»

^ п.

А Ъ(р) =------------------------------------------------—-!- (3)

а (Р) - ^ 0>Щ Щ

п,

5 = & (Р) [н> 0») - Щ (Р) Щ </>)} <4>

где передаточная функция схемы на выходе /-го ОУ при подключении источника сигнала к /-ому входу; аналогичная функция на выходе схемы;

Й/(Р)— передаточная функция дополнительного многополюсника.

В работе [3] также показана физическая неосуществимость полной компенсации. Следовательно, практическое использование теоретических результатов должно быть напраштено на достижение некоторого компромисса между уровнем компенсации поправочных членов в знаменателе (3) и чувствительностью (4), а также степенью влияния дополнительного ОУ, входящего в состав активного многополюсника. Таким образом, задача проектирования схем связана с минимизацией в рабочем диапазоне частот функционалов

ЗУ

л х !Д'(/’ш)(2+е |/?(/с°)|2 * ^

' = 1 ' 7=1

N М

(/«)+ (Да) (б)

/=1 7=1

с учетом тех ограничений, которые вытекают из особенностей решаемой задачи. Так, чрезмерное увеличение числа дополнительных ОУ может поставить под сомнение целесообразность применения маломощных активных элементов. Учитывая шумовые свойства таких ОУ и необходимость применения в схеме высокоомных частотноза-дающих резисторов, задача сводится к минимизации (6) при условии, что для любых

/=1,//,>1,М)Д-(/ш)-^7(/и)^:(/(о)|2= |Я;-(/со)|2 (7)

Настоящее соотношение гарантирует равенство вкладов основных и дополнительных ОУ. Однако наибольший практический интерес предста&чяет случай сохранения (не ухудшения) нижнего уровня динамического диапазона, когда

v х! то) |2 = V х j д*(/со) | + X | д-асо) |2, (8)

1=1 ’ 1=1 j= I1

i * I2

где \Н*исо) j определяется левой частью соотношения (7).

Учитывая структуру знаменателя (3), минимизация функции (6) может при необходимости предусматривать дополнительные ограничения на численные значения мнимой и вещественной составляющих каждого слагаемого, что в конечном итоге расширяет область возможных структур и их параметров.

Изложенные положения могут быть конкретизированы для определенного класса электронных схем, имеющих общую структуру числителя Fu{p). Так, для звеньев второго порядка с единственным ОУ [4]

1 71 2

р + pDr.ti>..+ со,, • ч

F\ ,(р) = Н(р) = ДО) «_ 1 (9)

р~+ pdp(£>p+ щ

где Dp со1(— затухание и частота полюса пассивной цепи; dp ay— аналогичные параметры звена второго порядка.

Поэтому, как это следует из соотношения (2), знаменатель передаточной функ-ции ¥{р) получит приращение

~ ДО) (р2+ рВрШц+ аз/,) (10)

11 V J

и следовательно относительные изменения основных параметров звена примут вид

Seth, = - D„ —*• ДО), (11)

2 П

bdp = ^ б ДО)

№.

- 1

J

5«у (12)

Для случая, когда частота полюса совпадает с частотой полюса пассивной цепи, относительные изменения (11) и (12) оказываются одинаковыми и уменьшение ппияния ОУ связано с реализацией в соответствии с (3) дополнительного контура обратной связи

Гц(р)Щ(р)~Р^рщ; ——5 • (13)

' ]Г+рартр+(Лр

Таким образом, решение обсуждаемой задачи сводится к подключению выхода дополнительного масштабного усилителя-сумматора к такому входу схемы, который позволяет реализовать на выходе основного активного элемента передаточную функцию звена полосового типа. При этом, если в исходной схеме сдвиг между частотой полюса звена и собственной частотой пассивной цепи отсутствует, в конечной реализации при соответствующем выборе параметров может наблюдаться полная компенсация влияния основного ОУ вблизи частоты полюса.

В качестве примера синтеза рассмотрим процедуру построения принципиальной схемы звена полосового типа с низкой чувствительностью. Исходным вариантом

может явиться схема на базе единственного ОУ (рис.2), где отношением К2, КЗ и Ш при низкой поэлементной чувствительности реализуется необходимая добротность полюса и коэффициент передачи. Однако в этом случае сильно возрастает влияние площади усиления ОУ.

Как видно из соотношения (13), для компенсации возникающего изменения частоты и затухания полюса необходимо в дополнительном контуре обратной связи реализовать функцию полосно-пропускающего типа. Таким образом, неинвертирующий вход дополнительного масштабного усилителя соединяется с инвертирующим входом основного ОУ, а его выход— с резистором КЗ Т-образного моста (рис.З). Дальнейшая параметрическая оптимизация схемы сводится к выбору величин И4 и К5.

В рассматриваемом примере в качестве целевой функции выбран модуль суммы (6), обеспечивающий минимизацию влияния площади усиления. Результаты оптимизации при использовании подсистемы [5] приведены на рис.З. Результаты моделирования схем посредством системы РБРХСЕ приведены в табл.1.

Таблица 1

Схема Параметр

5 /р(П), % 60 (П), % св* - О0'7 В/^

Рис. 2 7,1% 14,9% 5,6

Рис.З 0 0 5,86 I

Антонио 2,4% 2,8% 3,0

Здесь же для сравнения указываются аналогичные параметры лучшей их известных схем с двумя ОУ, построенной на базе модели Антонио [б]. В качестве активных элементов использованы ОУ типа ОР07 при Еп = ±3,3 В (/^=400 кГц). Для схемы рис.З приведенные относительные изменения сохраняются при любом типе второго (компенсирующего) ОУ. В процессе моделирования ОУ2 заменялся на ЬМ 124 (Д=1000 кГц) и ТЬ082. Приведенные результаты показывают, что несмотря на демонстрационный характер примера, схема имеет чрезвычайно низкую элементную чувствительность и может использоваться в измерительных фильтрах. Увеличение приведенной ко входу спектральной плотности мощности шума также незначительно.

Таким образом, изложенные результаты позволяют осуществить относительно простой в методическом отношении структурный синтез и получить набор высококачественных принципиальных схем АКС-устройств частотной селекции аналоговых сигналов. При необходимости аналогично звеньям с одним ОУ пользователем

21

самостоятельно могут быть разработаны функционально-топологические правила построения схем с собственной компенсацией.

ЛИТЕРАТУРА

1. Ф.Тудинаф. Новое поколение низковольтных аналоговых ИС—у ворот рын-ка//Электроника, №5, 1993. С. 8-18

2. Натарджан С. Синтез фильтра на двойном интеграторе с активной коррекцией, не требующего согласованных операционных усилителей//ТИИЭР, 1980, №12. С. 111.

3. Крутчинский С.Г. Структурно-топологические признаки ARC-схем с собственной компенсацией//Известия ВУЗов, Радиоэлектроника, №1, 1994. С. 38-43.

4. Иванов Ю.И. Исследование и разработка аналоговых и дискретно-аналоговых микроэлектронных фильтров. Диссертация на соискание уч. степ, кандидата техн. наук, Таганрог, 1991. С.178.

5. Крутчинский С.Г., Гарбуз А.М. Повышение производительности подсистемы параметрической оптимизации ARC-схем с дифференциальными операционными усилителями//Известия вузов, Радиоэлектроника, №5-6, 1994. С. 38-43.

6. Капустин В.И. Активные RC-фильтры высокого порядка//М.: Радио и связь, 1985. 247 с.

УДК 621.372.54

В.Ю.Горовой, Б.Ф.Змий, А.Г.Оксиюк

Синтез АЯС-фильтров нижних частот на звеньях третьего

порядка

Синтез АКС-филыров па звеньях третьего порядка является важной задачей, так как применение каскадного соединения звеньев третьего порядка позволяет повысить избирательность при тех же качественных показателях (стабильность, динамический и частотный диапазоны) и количестве активных элементов.

Вопросам построения АКС-звспьев третьего порядка уделялось внимание отечественными и зарубежными авторами (Славский Т.Н., Лыпарь Ю.И., Хыолсман Л.П. и др.), однако вопросы аппроксимации частотных характеристик множителями третьего порядка и оптимальной реализации рассмотрены недостаточно полно.

1 .Аппроксимация постоянной амплитудно-частотной характеристики функциями

третьего порядка

Задача аппроксимации частотных характеристик фильтров нижних частот может быть сформулирована следующим образом. Определить дробно-рациональную функцию

П

жа.?) = п -т~г-т-л----------------------------------"• w

А"-ь А2/ А + Ац А-г Aq/

удовлетворяющую следующим условиям:

\ШЛ)~ Н(Я.Л )II < Ьтях, О е Еап

H$lJ) < 5 ц (£1), а 6 еш, (2)

'Ш

где А = ! A0l, Al 1, А24),-, Aljt А2,-,

Н£гп— полоса пропускания;

Ег2 3— полоса задерживания;

Ве({2)— трсбуемая характеристика в полосе пропускания.

В задаче (1) в качестве варьируемых параметров выступают коэффициенты сомножителей третьего порядка. Эта задача относится к числу нелинейных, и выбор алгоритма численного решения в значительной степени зависит от выбранного