СХЕМЫ ФОРМИРОВАНИЯ СИГНАЛОВ В СВЕРХБЫСТРОДЕЙСТВУЮЩИХ ФОТОЭЛЕКТРИЧЕСКИХ РАСТРОВЫХ ИНТЕРПОЛЯТОРАХ Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

УДК 681.586

Схемы формирования сигналов в сверхбыстродействующих фотоэлектрических растровых интерполяторах

В.Б. Топильский Национальный исследовательский университет «МИЭТ»

Рассмотрена схемотехника формирователей сигналов сверхбыстродействующих фотоэлектрических растровых интерполяторов, используемых в абсолютных оптических энкодерах высокого разрешения.

Ключевые слова: оптический энкодер, фотоэлектрический преобразователь перемещение-код, интерполятор.

Во многих отраслях науки и техники, таких как микро- и наноэлектроника, приборостроение и машиностроение, робототехника, и в различных системах управления технологическим оборудованием необходимо точное измерение линейных и угловых перемещений при большом быстродействии. В промышленности широко распространены фотоэлектрические цифровые преобразователи перемещение-код или оптические энкодеры [1-4]. Для повышения надежности систем управления энкодеры должны обладать абсолютной системой отсчета, а для увеличения разрешающей способности -оснащаться фотоэлектрическими растровыми интерполяторами (ФРИ) [1, 4], в которых осуществляется модуляция светового потока с помощью многофазного растрового сопряжения [1, 2]. При этом используются растры с крупным шагом от 25 до 100 мкм, которые достаточно просто изготовить и тиражировать методами фотолитографии, что является преимуществом ФРИ. Редукция г в этом случае составляет 2-21' , и при

7 8

умеренном коэффициенте интерполяции g (от 2 до 2 ) разрешение достигает долей микрона [4]. В свою очередь, коэффициент интерполяции в каждом случае определяется компромиссом между разрешением и быстродействием.

При рациональных параметрах растрового сопряжения [1-3] модуляция в растровом сопряжении носит гармонический характер и токовый сигнал фотоприемников (фотодиодов) описывается выражением

= 'о

1 . ,2к 2к

1 + т ■ Б1п(— х Л--(у -1))

w п

= 1о л 1т ■ *1П(— х Л ^ (у - 1)) , (1)

w п

где у - номер фазы; /0,1т - постоянная и переменная составляющие токового сигнала;

т - глубина модуляции растрового сопряжения; w - шаг растра; х - перемещение; п - количество фаз растрового модулятора.

В дальнейшем при анализе будет рассматриваться 4-фазное растровое сопряжение (п = 4), что предопределяется существующей оптоэлектронной элементной базой (наличием промышленных 4-площадочных интегральных фотодиодов) и способностью 4-фазного ФРИ подавлять четные паразитные гармоники растрового сопряжения. В 4-фазном растровом сопряжении переменные составляющие токовых сигналов фотоприемников будут находиться в квадратуре.

© В.Б.Топильский, 2011

Основная особенность растрового модулятора, как следует из выражения (1), -наличие постоянной составляющей /0 в выходных сигналах фотодиодов. Постоянная

составляющая не несет полезной информации, искажает квадратурные соотношения между каналами и ее можно рассматривать как помеху. Степень подавления помехи S/N (Signal/Noise) определятся известным соотношением [2, 3]

S = > 20 lg-р-, (2)

N Цфо tg(2rc / g) W

где Цфm, Цф0 - переменная и постоянная составляющая сигналов.

^отношение (2) должно выполняться с некоторым запасом р > (2-4) для всех условий эксплуатации ФРИ и с учетом других источников помех и искажений. При р = 4

и g = 27 отношение S/N, как следует из (2), должно составлять не менее 38 дБ.

Для подавления (исключения) постоянной составляющей или увеличения отношения S/N приходится работать на переменной частоте (вводить несущую частоту), как это происходит в фазовращателях гониометрического типа [1]. Гониометрические ФРИ обладают высоким разрешением, так как коэффициент интерполяции g в этом случае

8 9

достигает 2 -2 . Однако введение несущей частоты и работа на переменном токе ограничивает быстродействие ФРИ и не всегда приемлемо. В ряде случаев для увеличения быстродействия применяют экстраполяторы [4, 5].

Более быстродействующими, но и более сложными являются интерполяторы следящего типа, работающие как на постоянном, так и на переменном токе [1, 3, 4]. Однако здесь существуют проблемы обеспечения устойчивости и динамические погрешности, присущие в той или иной мере любым следящим системам. Быстродействие таких ФРИ не превосходит 0,1 м/c.

Наибольшим быстродействием (10-20 м/с) обладают ФРИ потенциометрического типа, работающие на постоянном токе [1, 2]. Принцип их работы аналогичен работе наиболее быстродействующих параллельных интегральных АЦП [6]. Однако коэффициент интерполяции невысок и разрешение ФРИ из-за недостаточного подавления постоянной составляющей не превосходит нескольких микрометров. Следовательно, в быстродействующих и сверхбыстродействующих ФРИ, работающих в реальном масштабе времени, необходимо формировать сигналы фотоприемников на постоянном токе и осуществлять точную компенсацию постоянной составляющей / во всем температурном диапазоне (что затруднительно в реальных условиях эксплуатации). Например, температурный коэффициент наиболее распространенной оптопары арсе-нид-галлиевый инфракрасный светодиод/кремниевый фотодиод может находиться на уровне 0,3-0,4 %/°С [7], что ограничивает коэффициент интерполяции при работе в промышленном диапазоне температур на уровне g < (24-25). Таким образом, формирователи сигналов фотоприемников с большим отношением S/N являются неотъемлемой частью ФРИ.

В [1] описаны и проанализированы структуры формирователей с подавлением постоянной составляющей сигналов для потенциометрических ФРИ на основе 4-фазных дифференциальных схем обработки сигналов. В этих структурах фотоприемники представлены как источники напряжений, что не совсем корректно, так как в большинстве

случаев в качестве фотоприемников используются фотодиоды [3, 4], которые являются источниками сигналов с большим внутренним сопротивлением. Дифференциальные схемы обработки сигналов с фотодиодами имеют ряд особенностей.

В пассивной 4-фазной дифференциальной схеме квадратурные сигналы фаз иф снимаются с сопротивлений нагрузки (рис.1,а). При этом катоды интегральных фотодиодов объединены на общей изолированной шине А (подложке). В пассивной схеме

Рис. 1. Дифференциальная схема формирования сигналов в 4-фазном ФРИ: а - пассивная; б - активная

при симметрии фаз потенциал шины А равен нулю (Ц = 0) и постоянная составляющая в выходном сигнале будет отсутствовать (иф 0 = 0 ), а переменная равна иф т = Я21т.

Следовательно, сигнал в фазе можно представить в виде

2к

к

иф ] = иф т ■ зт[— х + - О' - 1)] .

ф т

w

2

В реальных ФРИ токи фотодиодов составляют доли микроампера и выходные сигналы фаз нуждаются в усилении. Поэтому в канал формирования неизбежно включаются операционные усилители (ОУ) и он становится активным (рис.1,б).

Схема формирователя на рис.1,б содержит 4 канала усиления сигналов фотодиодов, которые нагружены на резисторы и подключены к неинвертирующим входам ОУ с коэффициентом усиления в разомкнутом состоянии , ЯОС - сопротивления обратной связи (ОС). Хотя в активной схеме при симметрии фотодиодов и каналов усиления постоянная составляющая должна подавляться, а переменная усиливаться в Жт = (ЛОС/Я1 +1) раз и составлять иф т = 1тЯ2^т, схема неработоспособна. Это объясняется тем, что на выходной сигнал канала накладываются аддитивные погрешности ОУ (напряжение смещения нуля исм0, разность входных токов смещения Л(/вх)), которые также усиливаются в Шт раз [6, 7]. Например, при использовании ОУ ши-

рокого применения с ^смо =±1 мВ, А(/вх) = ± 20 нА при R2 = R1 = 10 кОм и Wm -100 напряжение на выходе канала по постоянному току может составить

Цф 0 = Wm • (±UCM0 ± R2 • А(/вх)) = ±120 мВ. В

ФРИ /т < (10—6 —10—7) А, то условное отношение сигнал/шум (Цф т/иф0) в выходном сигнале будет невелико и не превысит 20 дБ. При изменении температуры необходимо учитывать также и температурные коэффициенты аддитивных погрешностей ОУ.

л . т. , , „ На рис.2,а представлена схема с выход-

Рис.2. Канал усиления дифференциальнои схемы формирования сигналов ФРИ без общей об- ными усилителями напряжении, в которой ратной связи (а) и с общей обратной связью (б) на шину А замкнуты также и входные резисторы R усилителей. В идеальном многофазном модуляторе для шины А должно выполняться условие

n

^/j = const, (3)

j=1

поэтому потенциалы в схеме перераспределяются таким образом, что коэффициенты передачи переменной Wm и постоянной W0 составляющей имеют вид:

Wm = Цфт = R2(RС + 1), W, = ^ - Roc.

m R1 1 ф0

Это объясняется тем, что постоянная составляющая тока фотодиода, проходя по рези-сторной цепи (R2 - R1 - R0C), создает на выходе постоянное смещение

Цф0 = (R2 + R1 + Roc )/0 и при R1, R2 << RqC имеем Цф0 - RОc/0. К этой величине, как и в схеме на рис.1,б, добавляются аддитивные погрешности ОУ. Хотя в такой схеме отношение S/N увеличивается, она фактически неработоспособна, так как лишь в малой степени подавляет постоянную составляющую и не формирует квадратурные сигналы.

Ситуация может быть существенно улучшена при введении полной ОС с выхода ОУ на шину А через дополнительный резистор R^ (рис.2,б). Если резистор RqC1 достаточно низкоомный (соизмерим по номиналу с R2), то цепь R — шунтируется сравнительно низкоомным резистором R , что в значительной степени подавляет смещение и аддитивные погрешности ОУ, и

W0 = Ц^ - Roci. -'ф 0

Тогда для отношения сигнал/шум в активной дифференциальной схеме с общей ОС имеем

S _ R2 (-^ос + R1.) (4)

N RR

С1

Учитывая сложность и неполноту полученных в [1] аналитических выражений, подходящим методом исследования подобных схем является моделирование. На рис. 3 приведен скрин-шот при моделировании схемы формирования сигналов в 4-фазном ФРИ в соответствии с рис.2,б в программе МиШв1т [8, 9].

Рис.3. Схема моделирования активного 4-фазного дифференциального формирователя сигналов ФРИ

В схеме транзисторные оптопары Ц1-Ц4 с фототранзисторами в диодном включении моделируют фотодиоды, подключенные к резисторам Я1-Я4 и к неинвертирую-щим входам ОУ широкого применения Ц5-Ц8. Номиналы резисторов приведены на рис.3. В качестве оптопары выбрана оптопара И11Б4 (Мо1;ого11а) из библиотеки

МиШв1т 9, обладающая коэффициентом передачи тока оптопары около 4,4 -10-2 и линейной передаточной характеристикой в области малых токов. Токи запитки в оптопа-рах находятся в квадратурах и равны 20 мкА при модуляции т = 0,8, а коэффициент передачи канала усиления формирователя при выбранных номиналах резисторов составляет Жт = иф/ 1фт = 101- Кн « 1 МОм (усиления ОУ равно 101).

На рис.4 видны подавление постоянной составляющей и минимизация фазовых искажений при замыкании общей ОС. Для наглядности проведена концентрическая окружность сравнимого радиуса. Как показало моделирование, степень подавления постоянной составляющей по сравнению со схемой на рис.1,б улучшается и достигает 40 дБ. Частота входных сигналов в схеме моделирования равна 1 кГц, тогда при типичном шаге растров w = 100 мкм эта модель соответствует скорости перемещения 0,1 м/ с.

1,5

1,0

% 500,0т ■

-500,0т -

и

-1.0 ■

-1,5

Разомкнутая ОС //

Замкнутая ОС Окружность

1,5

1,0

500,0т 0

-500,0т -1,0

-1,5

-2,5

-1,5

-500,0т

500,0т

1,5

2,5

СЬаппе1_В Voltage(V)

Рис.4. Фазовые соотношения в схеме активного 4-фазного дифференциального формирователя сигналов ФРИ (фигуры Лиссажу)

Необходимо отметить, что любая асимметрия каналов усиления, в том числе асимметрия аддитивных погрешностей ОУ в каналах, приводит к нарушению условия (3) и возрастанию постоянной составляющей в выходных сигналах формирователя. В то же время коррелированные изменения одноименных параметров в каналах усиления резисторов или ОУ не приводят к разбалансировке. Поэтому однотипные резисторы дифференциальных схем следует выполнять или в виде высокостабильных тонкопленочных матриц или хорошо согласованных интегральных твердотельных матриц. Это же относится и к параметрам фотодиодов, и к параметрам ОУ. Например, можно использовать 4-площадочные интегральные фотодиоды типа ФД-19КП, ФД-20КП и микросхемы 544УД11, 544УД14, 1423, содержащие четыре согласованных ОУ на кристалле.

ВАХ фотодиода определяются по уравнениям Эберса - Молла:

1фд = I. ( ехр (ид/Фг )-1)+ 1ф, (5)

где /фд, ид - ток и напряжение фотодиода; фТ = кТ/д - тепловой потенциал; I. - ток

обратно смещенного р - и-перехода; к - постоянная Больцмана; д - заряд электрона; Т - абсолютная температура; /ф = £Ф - фотоэлектрическая компонента, возникающая

при освещении р - «-перехода световым потоком; £ - коэффициент чувствительности фотодиода, который зависит от режима работы; Ф - световой поток. ВАХ фотодиода, соответствующая уравнению (5), приведена на рис.5.

В схеме включения фотодиода (см. рис.3) отсутствует внешнее смещение, что соответствует работе фотодиода в 4-м квандранте ВАХ или так называемом фотогальваническом режиме. В этом режиме отсутствуют тепловые (темновые) токи и, следовательно, ма-

Рис.5. Вольт-амперная характеристика фото- лы ШУМЫ- Однако следует учитывать, что при диода (ук и 0,7 В - контактное напряжение работе фотодиода в 4-м квандранте переда-для 81) точная характеристика фотодиода при значи-

тельном сопротивлении нагрузки будет существенна нелинейна (см. рис.5). Для уменьшения нелинейных искажений энергетические соотношения в оптопаре должны быть такими, чтобы она оставалась в квазилинейной зоне ( ивых max< (20 — 50) мВ ). Это

условие может быть нарушено, например, при чрезмерном увеличении RH = R или увеличении тока запитки светодиода.

С точки зрения улучшения энергетических характеристик обеспечения линейности передаточной характеристики и сохранения температурной стабильности более предпочтительна трансимпедансная дифференциальная схема усиления (рис.6), когда фотодиод подключен к инвертирующему входу ОУ и работает в режиме короткого замыкания (КЗ) при ид ^ 0. Нагрузочная прямая трансимпедансного режима усиления

приведена на рис.5.

Как и в неинвертирующей дифференциальной схеме, в трансимпеданс-ной дифференциальной схеме на усиление постоянной составляющей влияют аддитивные погрешности ОУ. Для уменьшения их влияния в схеме также вводится сопротивление общей

ОС ^ос1 (рис6). Рис.6. Канал усиления трансимпе

Коэффициенты передачи по пере- циалмот гашы ф°рмир°ваш менному и постоянному току в трансим- с общей ОС

педансной схеме составляют соответст-

г> S „ Rpc R0C1 N ~ Roc,'

венно Wm = Roc

Wn

При = 1 МОм, КС1 = К2 = 10 кОм

отношение сигнал/шум составит около 40 дБ и практически не меняется по сравнению с (4).

В отличие от дифференциальной Рис. 7. Модифицированный канал усиления трансим-схемы (см рис 2) где усиление пере- педажшй дифф^етцшжнот етты формирования менной составляющей в основном оп- сигналов ФРИ с Т-мостом в ОС

ределяется отношением резисторов

Кос/К , в трансимпедансной схеме (см. рис.6) оно определяется номиналом резистора . Чтобы избежать изготовления на чипе высокоомных резисторов , в обратную связь ОУ можно включить Т-мост (рис.7).

В этом случае коэффициент усиления переменной составляющей имеет вид [7]

W = иФ m _

m

I,

Ф m

=( R4+R5 + RR5 ). r

Например, при практически неизменном коэффициенте подавления постоянной составляющей 40 дБ для получения усиления Ж = 1 МОм достаточно выбрать

К4 = К5 = 100 кОм и К = 12,5 кОм.

Динамические свойства рассмотренных формирователей сигналов ФРИ определяются частотными свойствами ОУ и фотодиодов, и реально полоса пропускания актив-

ной схемы формирования сигналов ФРИ может составлять не менее 10 Гц, что при шаге растров w = 100 мкм соответствует скорости перемещения 10 м/с.

Таким образом, предложены активные схемы формирования сигналов 4-фазных сверхбыстродействующих ФРИ с использованием резисторных матриц, фотодиодов и интегральных ОУ широкого применения, в которых отношение сигнал-шум составляет не менее 40 дБ. Это позволяет реально увеличить коэффициент интерполяции g до 26-27 при сверхвысоком быстродействии, что в конечном итоге обеспечивает в потенциометри-ческих ФРИ микронное разрешение при скорости перемещения в десятки метров в секунду.

Литература

1. Фотоэлектрические преобразователи информации / Под ред. Л.Н.Преснухина. - М.: Машиностроение, 1974. - 376 с.

2. Высокоточные преобразователи угловых перемещений / Под общ. ред. А.А.Ахметжанова. - М.: Энергоатомиздат, 1986. - 128 с.

3. Косинский А.В., Матвеевский В.Р., Холомонов А.А. Аналого-цифровые преобразователи перемещений. - М.: Машиностроение, 1991. - 224 с.

4. Топильский В.Б., Недопекин К.К. Цифровые преобразователи перемещений на фазовращателях // Электронная промышленность. - 1995 - № 4-5 - С. 151-153.

5. Топильский В.Б., Недопекин К.К., Кондратов К.К. Анализ соотношений в экстраполяторе для преобразователей «угол-код» на основе фазовращателей // Архитектура, схемотехника и математическое обеспечение микропроцессорных систем: межвуз. сб. - М.: МИЭТ, 1986. - С. 47-50.

6. Волович Г.И. Схемотехника аналоговых и аналого-цифровых устройств. 2-е изд.- М.: Изд. дом «ДОДЭКА-21», 2008. - 528 с.

7. Топильский В.Б. Схемотехника измерительных устройств. - М.: БИНОМ, Лаборатория знаний, 2006. - 232 с.

8. Карлащук В.И. Электронная лаборатория на IBM PC. Том 1. Моделирование элементов аналоговых систем. 6-е изд. - М.: СОЛОН-ПРЕСС, 2006. - 672 с.

9. Хернитер Марк Е. Multisim 7: Современная система компьютерного моделирования и анализа схем электронных устройств: пер. с англ. - М.: Изд. дом «ДМК-пресс», 2006. - 488 с.

Статья поступила 8 декабря 2010 г.

Топильский Виктор Борисович - доктор технических наук, профессор кафедры вычислительной техники МИЭТ. Область научных интересов: прецизионные цифровые фотоэлектрические преобразователи перемещений. E-mail: csvbt1@mail.ru