CC BY
22
В. I. Оборжицький: РОЗРАХУНОК ЕЛЕКТРИЧНИХ ПАРАМЕТР1В НАПРЯМЛЕНИХ В1ДГАЛУЖУВАЧ1В НА ЗВ'ЯЗАНИХ Л1Н1ЯХ ПЕРЕДАЧ1 З КОМПЕНСУЮЧИМИ РЕАКТИВНОСТЯМИ
распространения радиоволн, характеристики направленности антенн радиоканала и постановщика помех, а также производительность САРД.
2. По полученным формулам проведены расчеты и обнаружено, что цифровым системам связи присущ эффект насыщения от деконструктивного действия помех. Этот эффект наступает при определенных значениях отношения мощностей помеха/сигнал и направленнос-тей канала связи в направлении приема помехи и сигнала и состоит в полной независимости вероятности битовой ошибки от энергии бита информации. На основе выявленного эффекта можно сделать рекомендации как по проектированию эффективных постановщиков помех, так и по разработке САРД, слабочувствительных к деконструктивным действиям помех определенной мощности и структуры.
3. Также выяснено, что в ближней зоне САРД трудно реализовать величину Pb < 10 2. Это можно сделать только лишь при низком уровне помехи (Pj/Ps < 1). В частности показано, что при необходимости обеспечения связи в любом направлении, в силу большой неравномерности ДН антенн КА соотношение сигнал/ шум в радиоканале САРД должно быть не менее 40 дБ, а при наличии движущейся техники на трассе радиоканала еще на 25 дБ больше.
4. Проведены экспериментальные исследования сиг-нально-помехового окружения САРД, работающей по протоколу IEEE 802.11b на частоте 2.43 ГГц. Получена совокупность ранее не известных результатов, которые дают возможность сделать рекомендации по планированию радиосетей в помещении и в полевых условиях при деконструктивном действии прицельной помехи и подвижных объектов.
5. На основании проведенных ранее исследований производительности САРД [5] предложена методика
расчета радиоканала с гарантированной вероятностью битовой ошибки (с гарантированной эффективностью).
ПЕРЕЧЕНЬ ССЫЛОК
1. Бернард Скляр. Цифровая связь. - Москва-Санкт-Петербург-Киев: Издательский дом «Вильямс», 2003. -1104 с.
2. Шокало В. М., Лихограй В. Г., Стрельницкий А. Е, Стрельницкий А. А., Роздоловский Ю. М, Бабанская Е. В. Моделирование и измерение ослабления сигнала в радиоканале локальных САРД. Часть 1 // Всеукраинский межведомственный научно-технический сборник «Радиотехника». - 2005. - 143. - C. 143-150.
3. Шокало В. М, Лихограй В. Г., Стрельницкий А. Е, Стрельницкий А. А. Моделирование и измерение ослабления сигнала в радиоканале локальных САРД. Часть 2 // Всеукраинский межведомственный научно-технический сборник «Радиотехника». - 2006. - № 144. - С. 166-171.
4. ЭМС радиоэлектронных средств и непреднамеренные помехи / Составитель Т. Р. Ж. Уайт. - Джерман Таун, Мериленд, 1971-1973. - Выпуск 1. Общие вопросы ЭМС. Межсистемные помехи: Сокращ. пер. с англ. / Под ред. А. И. Сапгира. - М.: Сов. радио, 1977. - 352 с.
5. Шокало В. М., Стрельницкий А. Е., Стрельницкий А. А., Бабанская Е. В. Прогнозирование производительности радиоканала локальной системы абонентского радиодоступа без учета влияния помех // Всеукраинский межведомственный научно-технический сборник «Радиотехника». - 2006. - Вып. 145. - С. 60-72.
Надшшла 17.05.06
У cmammi запропонована модель для розрахунку ефек-muenocmi роботи САРД при нaявноcmi безперервног й iM-пульсноЧ завади, приведений гг мamемamuчнuй aнaлiз, роз-роблена меmoдuкa побудови кривих mcmmног iмoвiрнocmi бтовоЧ помилки, що обмежук/mb oблacmi гaрaнmoвaнo'i ефекmuвнocmi рoбomu САРД.
In the article a model for computation of efficiency of work of the system of subscriber radio of access at presence of continuous and impulsive hindrance is offered, its mathematical analysis is resulted, the method of construction of curves of permanent probability of bit error, which limit the regions of the assured efficiency of the SSRA work, is developed.
УДК 621.372.8.049.75
В. i. Оборжицький
РОЗРАХУНОК ЕЛЕКТРИЧНИХ ПАРАМЕТРА НАПРЯМЛЕНИХ В1ДГАЛУЖУВАЧ1В НА ЗВ'ЯЗАНИХ Л1Н1ЯХ ПЕРЕДАЧ1 З КОМПЕНСУЮЧИМИ РЕАКТИВНОСТЯМИ
Запропоновано меmoд розрахунку елекmрuчнuх пара-меmрiв напрямленого вiдгaлужувaчa на двох однакових зв'язаних лтях передaчi з дoдamкoвuм и реaкmuвнuмu елеменmaм, який забезпечуе мoжлuвicmь кoмпенcaцi'i впливу рiзнuцi фазових швuдкocmей парног i непарног мод i впливу неoднoрiднocmей з'еднань вхiднuх лiнiй зi зв'яза-ними лiнiямu.
© Оборжицький В. I., 2006
ПОСТАНОВКА ЗАДАЧI
Напрямлеш вщгалужувач1 на зв'язаних л1шях передач! вщносяться до мжрохвильових вузл1в, яю зна-ходять широке застосування в р1зномаштних радю-техшчних пристроях НВЧ д1апазону в штегрованому
PAÂIOEËEKTPOHIKA TA TEËEKOMÔHIKAÔIÏ
чи мoнoлiтнo-iнтeгpoвaнoмy викoнaннi. Öe зyмoвлeнo пpocтoтoю кoнcтpyкцiï тaкиx вiдгaлyжyвaчiв, дoпycти-мими знaчeннями ïx eлeктpичниx пapaмeтpiв тa xopo-шими чacтoтними влacтивocтями. Пpoтe пpи poзpoбцi cмyжкoвoгo вapiaнтy кoнcтpyкцiï вiдгaлyжyвaчa вини-кaють пpoблeми, якi нeoбxiднo poзв'язyвaти в пpoцeci пpoeктyвaння. Oднa з ниx зyмoвлeнa нaявнicтю нeoд-нopiднoгo дieлeктpичнoгo зaпoвнeння зв'язaниx лiнiй пepeдaчi. У цьoмy випaдкy пocтiйнi пoшиpeння мoд пapнoгo i нeпapнoгo збyджeння пpиймaють piзнi знa-чeння. В peзyльтaтi зi збiльшeнням piвня зв'язку, a тa-кoж з pocтoм дieлeктpичнoï пpoникнocтi пiдклaдки змeншyeтьcя нaпpямлeнicть вiдгaлyжyвaчa, пoгipшy-ютьcя йoгo чacтoтнi xapaктepиcтики, щo ocoбливo cy^ тeвo пpи пpoeктyвaннi мoнoлiтниx кoнcтpyкцiй.
Bиpiшeння вкaзaнoï пpoблeми здiйcнюeтьcя як тex-нoлoгiчним, тaк i cxeмoтexнiчним шляxoм. У пepшoмy випaдкy фaзoвi швидкocтi пapнoï i нeпapнoï мoд мoжнa виpiвняти пoкpиттям кoнcтpyкцiï вiдгaлyжyвaчa в o6-лacтi зв'язку дoдaткoвим шapoм дieлeктpикa [l, 2], ввeдeнням дoдaткoвoгo пpoвiдникa з вiльним пoтeн-цiaлoм [l, 3], викopиcтaнням бaгaтoшapoвoï дieлeк-тpичнoï пiдклaдки [l, 4], нaдaнням oблacтi зв'язку пepioдичнoгo пpoфiлю (пилoпoдiбнoгo, cтyпiнчacтoгo) [l, 5], щo видoвжye шляx нeпapнoï мoди, тaк як ïï cтpyми витicняютьcя дo внyтpiшнix кpaïв пpoвiдникiв, a cтpyми пapнoï мoди - дo зoвнiшнix.
Дocтaтньo eфeктивнoю i тexнoлoгiчнo пpocтoю e cxe-мoтexнiчнa кoмпeнcaцiя впливу piзницi фaзoвиx швид-кocтeй, якa Гpyнтyeтьcя na ввeдeннi в oблacть зв'язку дoдaткoвиx peaктивниx eлeмeнтiв. Пpи цыэму нaйчac-тiшe викopиcтoвyють двi eмнocтi, якi включaютьcя мiж зв'язaними лШями пo oбидвi cтopoни вiдpiзкa [l, б, 7]. Moжнa тaкoж дocягти кoмпeнcaцiï зa дoпoмoгoю oднieï pea^m^d! [8]: eмнocтi, ввeдeнoï пocepeдинi вiдpiзкa зв'язaниx лiнiй; eмнocтi чи iндyктивнocтi, пiд'eднaнoï дo вiдpiзкa нa oднoмy з йoгo кpaïв. Дpyгий, mm-мeтpичний випaдoк зacтocoвyeтьcя пpи нeoбxiднocтi зa-бeзпeчeння лишe виcoкoгo piвня poзв'язки чи кpaщoгo yзгoджeння нa вxoдi. Oпиcaнi y пyблiкaцiяx мeтoди poзpaxyнкy eлeктpичниx пapaмeтpiв нaпpямлeниx вiдгaлyжyвaчiв мicтять pяд cyттeвиx oбмeжeнь. Ta^ мeтoд poзpaxyнкy [б, 7] cпpaвeдливий тiльки для ви-пaдкy cильнoгo зв'язку. Öe oбмeжeння знятo в [9], aлe poзв'язoк oтpимaнo для poзмiщeння eмнocтeй нa кpaяx oблacтi зв'язку. Kpiм тoгo, вci мeтoди poзглядaють ви-пaдoк з нyльoвoю фaзoвoю зaтpимкoю cигнaлy пpи fora пepexoдi з ocнoвнoï лiнiï y вiдгaлyжeнe плeчe.
Ùe oднe cyn^e oбмeжeння icнyючиx мeтoдiв пpo-eктyвaння нaпpямлeниx вiдгaлyжyвaчiв нa зв'язaниx лiнiяx cтocyeтьcя мoжливocтi вpaxyвaння впливу нeoд-нopiднocтeй, якi виникaють в мicцяx з'eднaння (сти-кax) oдинoчниx вxiдниx лiнiй пepeдaчi зi зв'язaними лШями. Haявнicть тaкиx нeoднopiднocтeй пpизвoдить дo poзyзгoджeння i, як peзyльтaт, дo змiни xapa^rep^-
тик peaльнoï кoнcтpyкцiï вiдгaлyжyвaчa. Heoбxiднi пpи цьoмy кopeктиви, як пpaвилo, внocятьcя в пpoцeci пpoeктyвaння нa eтaпi кoмп'ютepнoï oптимiзaцiï. З мe-тoю кoмпeнcaцiï впливу нeoднopiднocтi щe нa eтaпi ви-знaчeння eлeктpичниx пapaмeтpiв мiкpoxвильoвoгo пpи-cтpoю зaпpoпoнoвaнo [lO] дoпoвнювaти cxeмy пpи-cтpoю eквiвaлeнтнoю cxeмoю нeoднopiднocтi i дaлi poз-poбляти мeтoд poзpaxyнкy пapaмeтpiв дoпoвнeнoï cxe-ми з ypaxyвaнням пapaмeтpiв цieï нeoднopiднocтi.
Ocкiльки вiд нaзвaниx фaктopiв cyттeвo зaлeжaть якicнi пoкaзники пpoeктyвaння, то зa мeтy дaнoï po6o-ти cтaвилacь poзpoбкa мeтoдy визнaчeння eлeктpичниx пapaмeтpiв нaпpямлeниx вiдгaлyжyвaчiв з вiдpiзкa двox oднaкoвиx зв'язaниx лiнiй пepeдaчi, який би дoзвoляв кoмпeнcyвaти вплив як piзницi фaзoвиx cтaлиx пapнoï i нeпapнoï мoд, тaк i вплив нeoднopiднocтeй cтикiв шляxoм зacтocyвaння oднoгo чи двox peaктивниx eлe-мeнтiв бeз oбмeжeнь нa мш^ ïx включeння тa нa зт-чeння фaзoвoï зaтpимки cигнaлy пpи вiдгaлyжeннi.
1 EKBÎBAËEHTHA СХЕМА ТА OCHOBHÍ
PO3PAXÓHKOBÍ CПÍBBÍДHOШEHHЯ
Poзpoбкa мeтoдy poзpaxyнкy eлeктpичниx пapaмeт-piв нaпpямлeнoгo вiдгaлyжyвaчa бaзyeтьcя нa пpипy-ш^нш, згiднo з яким y вiдpiзкy зв'язaниx лiнiй гоши-pюютьcя квaзi-T xвилi пapнoгo (cинфaзнoгo) i TOmp-нoгo (пpoтифaзнoгo) збyджeння, ocнoвними пapaмeт-paми якиx e xвильoвi oпopи i фaзoвi cтaлi пapнoï Zoe, ße тa нeпapнoï Zoo, ßo мoд (втpaтaми y лiнiяx мoжнa знexтyвaти зaвдяки мaлiй дoвжинi вiдpiзкiв). Пpи тa-кoмy пiдxoдi yзaгaльнeнa eквiвaлeнтнa cxeмa вщгалу-жyвaчa мaтимe вигляд, нaвeдeний нa pиc. l. Ha нш дo кiнцiв вiдpiзкa двox зв'язaниx лiнiй пepeдaчi дoвжи-нoю 2l пiд'eднyютьcя oдинoчнi вxiднi лiнiï з xвиль-oвим oпopoм Zc. Öi з'eднaння (cтики) пoкaзaнi нa cxeмi y виглядi чoтиpипoлюcникiв. Bci cтики ввaжa-ютьcя oднoтипними. Ha вiдcтaнi ll вiд cepeдини вщга-лyжyвaчa ввiмкнeнo дoдaткoвi peaктивнi oпopи jX. Пpи тaкiй CTpy^rypi збepiгaeтьcя вepтикaльнa cимeтpiя вiдгaлyжyвaчa, дae змoгy зacтocyвaти дo вcieï cxeми
Рисутк 1 — Eквiвaленmнa cxeMa нanpямленoгo вiдгaлyжyвaчa
38
ISSN 1607-3274 «Paдioeлeктpoнiкa. Iнфopмaтикa. Упpaвлiння» № 2, 2006
В. I. Oбopжuцькuй: POЗPAXУHOK EЛEKTPИЧHИX ПAPAMETPIB HAПPЯMЛEHИX BIДГAЛУЖУBAЧIB HA ЗB'ЯЗAHИX ЛIHIЯX ПEPEДAЧI З KOMПEHCУЮЧИMИ PEAKTИBHOCTЯMИ
метод синфазно-протифазного збудження. В результат! восьмиполюсник з рис. 1 розпадаеться на два парщ-альних чотириполюсники, екв1валентт схеми яких утво-реш половиною загально!' схеми вщгалужувача. В1д-р1зняються вони лише кшцевими навантаженнями вщ-р1зк1в зв'язаних лшш довжиною l: при синфазному збудженш кшщ лшш будуть роз1мкненими (режим холостого ходу - 1); при протифазному збудженш кшщ лшш будуть закороченими (режим короткого замикан-ня - 2).
В свою чергу парщальш чотириполюсники мають горизонтальну симетр1ю, що дозволяе розкласти !'х на вщповщш парщальш двополюсники. Вхщш !мпеданси цих двополюсниюв можуть бути визначеш через па-раметри розаяння восьмиполюсника:
iel
1 + sS 21 + S3 1 ; 1 - ( S 21 + S 31 ) ;
1 ;
z iol
z
ie2
iol
io2
1 + S 2 1 - S 3 1 ; 1 - ( S 21 - S 31 ) ; 1
z iel
(l)
Де г{е 0\ - нормоваш до 2с вхщш 1мпеданси двопо-люсника синфазного (е) 1 протифазного (о) збудження у випадку режиму 1; г¿е 02 - вхщш 1мпеданси у випад-ку режиму 2. Сшввщношення (1) були отримаш з вра-хуванням умов взаемност1, щеального узгодження (5ц = ^22 = ^зз = Я 44 = 0), а також щеально! розв'яз-ки (541 = Яз2 = 0) напрямленого в1дгалужувача.
Оск1льки екв1валентна схема на рис. 1 утворена тшь-ки реактивними елементами (стики вважаються без-втратними), то вх1дш 1мпеданси також повинш бути реактивними. Вирази (1) забезпечують г1е 01 2 = 01 2 при виконанш умов квадратурност1 та реактивност1 напрямленого в1дгалужувача, тобто:
Ф21 - Ф31 = (2 ■ k + 1 ) ■ ж/2;
2l2 + 3l|2 = 1,
(2)
(3)
де ф„1 - пoчaткoвi фази (k = 0, 1, 2^), ^ - мoдyлi пapaмeтpiв poзciяння Snl = ■ exp(-)Ф„1 ) восьмиполюсника (n = 2, 3). Toдi для вхiдних oпopiв пapцi-альних двoпoлюcникiв з врахуванням умови (2) мож-на записати:
= I S21 I ■ sin Ф21 ± I S311 ■ sin Ф31
xie ol = - • 1 1 • 1
' .21 ■ cos Ф21 ± ■
l
ie2
x
x
iol
io2
cos Ф31 - 1 1
xiel
(4)
де знак «мшус» вщповщае '1'х синфазному, а знак «плюс» протифазному збудженню.
Ocкiльки нeoднopiднicть стику входить до складу парщальних двополюсниюв, то poзpaхoвaнi за (4) зна-
чення вх1дних реактивних onopiB залежать В1Д 11 пара-метр1в. Щоб в подальших розрахунках позбутися ц1е'1 залежност1, необх1дно, застосовуючи в1дпов1дну реак-тивну екв1валентну схему неоднор1дност1, наприклад [11], виконати перерахунок вх1дних опор1в xie,oi 2 у опори xae,oi 2 в перер1з1 а-а (рис. 1) на виход1 утво-реного неоднор1дн1стю чотириполюсника. Трансфор-мац1я цих опор1в через екв1валентну схему неоднор1д-ност1 повинна давати вих1дн1 значення xie,oi 2. При ви-користанн1 для неоднор1дност1, наприклад, поширено'1 екв1валентно'1 Т-схеми нормован! до Zñ значення вх1д-них опор1в в перер1з1 а-а розраховуються за сп1вв1дно-шенням
ae, ol, 2
1 + xJ ^ X1 - Xie, ol, 2 ) + x3
ie, ol, 2
x
2
- I 1 + -1
x
(5)
де Xi, 2, 3 - нормоваш до Zc значення реактивностей T-схеми (x2 - паралельна peaктивнicть).
Bикopиcтoвyючи систему з двох piвнянь для вх^-них oпopiв пapцiaльних двополюсниюв, утворених вiд-piзкaми лiнiй з додатковою реактившстю, при ix синфазному збудженш в режимах 1 i 2 можна отримати сшввщношення, за якими розраховуються електричш параметри вiдpiзкa зв'язаних лiнiй:
= f-
xael ■ xae2;
tg®e ~ze/xael xae2/ze,
(6)
(7)
де ге = 2ое/2с - нормоване значення хвильового опору, а &е = ве1 - електрична довжина в1др1зка для парно! моди. Задавши значення хвильового опору непарно'! моди 200, дал1 можна визначити фазов1 стал1 Ре, Ро, а за ними, використовуючи (7), розрахувати значення електрично! довжини в1др1зка @о = Ро/ для непарно! моди.
Прир1внюючи вирази для додаткового реактивного опору, отримаш з двох р1внянь для вх1дних опор1в парщальних двополюсник1в при !'х протифазному збудженш в режимах 1 1 2, можна записати квадратне р1вняння в1дносно змшно! , яка залежить в1д в1дстан1 ¡1 до м1сця включення додатково! реактивност1:
де
a ■ t^ + 2 ■ b ■ tl + c = 0,
a = -(zo + xaol ■ to)-(z0 + xao2 ■ to);
b = (z0 + xaol ■ t0)■ (zo ■ to); c = -(zo ■ to - xaol )^(zo ■ to - xao2) • tl = tg(ßo ■ ll ) ; to = tg ®o;
(8)
z
e
РАДЮЕЛЕКТРОН1КА ТА ТЕЛЕКОМУН1КАЦ11
г0 = 2оо/2с - нормоване значения хвильового опору непарно! моди. Саме ж значения нормованого до 2с додаткового реактивного опору X розраховуеться за сшввщношенням:
2 • го• (го• ¿2
ао1
г0-(• ¿2 - 1 ) - (^ + ^2) • ^во1'
(9)
де х = (X/2С); = tg(©0 - Р0 • ¡1). Ц1 реактивности тд'еднуються до кра!в области зв'язку в1дгалужувача при ¡1 = ¡, що матиме м1сце, коли нормований хвильо-вий отр 200 становитиме:
х а о 1 • х ао 2 • ( ¿о + 1 ) (хао1 - хао2) • ¿0
(10)
Як видно з рис. 1, при ¡1 = 0 в схему вщгалужувача вводиться ильки одна додаткова реактившсть. При цьому значення хвильового опору непарно'! моди до-р1внюватиме
го = хао2 / to, (11)
а нормований додатковий отр зг1дно з (9) визначати-меться за сшввщношенням
х = го • (хао1 - го • ¿о)/(го + хао1 • ¿о) . (12)
При фазовш затримщ Ф31 = 0 та без врахування впливу стиюв формули (6), (7), (11), (12) ствпадають з виразами [8], отриманими для вщгалужувача з од-шею реактившстю.
2 ПОСЛ!ДОВН!СТЬ РОЗРАХУНК1В ТА ПРИКЛАДИ IX ЗАСТОСУВАННЯ
Вихщними даними для розрахунюв е значення переходного загасання С, фазовий зсув сигналу Ф31 при вщгалуженш а також значення хвильового опору 2С вхщних лшш.
Використовуючи С та Ф31 з врахуванням (2), (3) розраховуються значення модул1в хвильових параметров ^21, ^31 1 дал1 за (4) - значення вх1дних опор1в х{е,о1,2 парщальних двополюсник1в, при яких будуть забезпечуватись ц1 параметри в1дгалужувача.
Дал1 необх1дно виконати перерахунок х^е,о12 у вх1д-н опори хае,о12 в перер1з1 а—а. Оскшьки екв1валентн параметри неоднородности стику ще не в1дом1, то про-цес обчислень в1дбуватиметься в 1терац1йному цикл1, в якому за перше наближення приймаються значення хае,о1,2 = х1е,о1}2 1 за (6), (7) розраховуються параметри парно! моди 20е, ®е. Пот1м вибираеться чи при ви-моз1, щоб ¡1 = I чи ¡1 = 0, розраховуеться значення хвильового опору непарно! моди Хоо. Якщо значення 2оо вибираеться, то шукаються кореш р1вняння (8), як1 в значнш м1р1 залежать в1д цього вибору, 1 дал1 за ними визначаеться в1дстань ¡1 та за (9) розраховуеться
реактившсть X. Якщо ж хвильовий отр 2оо обчислю-еться, то знову виникае потреба в 1терацшнш процедура, оск1льки електрична довжина @0 ще не в1дома, за перше наближення яко! приймаеться значення @0 = ®е. Дал1 за (10) чи (11) розраховуеться 2оо, визначаються фазов1 стал1 Ре, Р0, приймаеться наступне наближення @0 = в0¡ 1 виконуеться повторний розрахунок По зак1нченню цього 1терацшного циклу за (9) чи (12) розраховуеться значення додаткового опору X. Сл1д в1дм1тити, що для зв'язаних лшш передача, у яких Ре > Р0, додаткова реактивность буде вщ'емною, тобто для компенсаци впливу р1знищ фазових швидкостей мод використовуються тшьки емност1.
Рисун0к 2 — Залежтстъ М0дул1в К0ефщ1ент1в передач1 £31, S41 в1д част0ти
Параметр Зц в дБ
-20
-40
-60
-КО
4 / о
Ж......... тХ У
10
Частота в ГГц
15
Рисун0к 3 — Залежтстъ М0дуля к0ефщ\ента в1дбиття в1д част0ти
1001
Параметри ф2|, фл в град.
-100"
-200"
фз1
..... /1.25.........
ф21 4
Частота в ГГц
15
Рисун0к 4 — Залежтстъ фаз0вих зсув1в Ф21, Ф31 в{д част0ти
40
1607-3274 «Радюелектрошка. 1нформатика. Управлшня» № 2, 2006
х=
го =
В. I. Оборжицький: РОЗРАХУНОК ЕЛЕКТРИЧНИХ ПАРАМЕТР1В НАПРЯМЛЕНИХ В1ДГАЛУЖУВАЧ1В НА ЗВ'ЯЗАНИХ Л1Н1ЯХ ПЕРЕДАЧ1 З КОМПЕНСУЮЧИМИ РЕАКТИВНОСТЯМИ
Наступним кроком в иерацшному цикл! компенсацп впливу неоднорщностей стиюв е розрахунок екв1вален-тних параметров цих неоднорщностей на основ! зна-чень Ъс, 2ое, 200. Дал! за (5) розраховуються вхщш опори хае,01 2, як! в повторних обчисленнях використо-вуються як наступне наближення. Швидка зб^жшсть ггерацш зумовлена достатньо малою змшою параметров зв'язаних лшш тд впливом неоднорщностей.
Прикладом застосування розробленого методу роз-рахунку можуть служити результати комп'ютерного моделювання напрямлених в1дгалужувач1в з перехщ-ним загасанням С =15 дБ на робочш частот 10 ГГц у мшросмужковому виконант на тдкладщ з ОаЛ8 з дае-лектричною проникшстю 12,9 товщиною 100 мкм. Хви-льовий отр вхщних лшш становить 50 Ом. На рис. 2 приведено частотш залежност! модул1в коефЩенпв передач!, як! вщповщають переходному загасанню та роз-в'язщ напрямлених вщгалужувашв, на рис. 3 - частотна залежност! модуля коефщента вщбиття на вход! 1, а на рис. 4 - частотш характеристики фазових затри-мок Ф21, Ф31 сигналов на виходах 2 та 3. На цих рисунках крив! 0 вщносяться до вщгалужувача з параметрами 20е = 59,8 Ом, = 41,8 Ом, ®е = 45°, 21 = 2,64 мм, розрахованими класичним методом [1] без компенсацп розниц! фазових швидкостей та неоднородности що е причиною досить низького р1вня розв'язки (рис. 2). У в1д-галужувача, який на робочш частот! при Ф31 = 20° без врахування впливу стиюв мае розраховаш запропоно-ваним методом параметри 20е = 60,6 Ом, 200 = 49,6 Ом, ®е = 55°, 21 = 3,10 мм, ¡1 = 0, додаткова емшсть Сд = = 0,056 пФ, вказаний недол1к усунено (крив! 1). Шд впливом неоднорщностей стиюв частотш характеристики такого вщгалужувача змшюються (крив! 2). Компенсация цього впливу досягаеться змшою параметров до значень 20е = 60,7 Ом, 200 = 49,5 Ом, ®е = 58°, 21 = = 3,28 мм, ¡1 = 0, Сд = 0,062 пФ, яким в1дпов1дають крив! 3.
Характеристики в1дгалужувач1в залежать в1д м1сця включення емностей. Наприклад, при ¡1 = I у вщгалу-жувача з параметрами, аналопчними попередньому випадку, 1 з Сд = 0,034 пФ попршуеться його напрям-лешсть та звужуеться робоча смуга частот (крив! 4).
Шляхом вибору значення фазового зсуву Ф31 можна змшювати довжину в1др1зка зв'язаних л1н1й. Крив! 5 в1дпов1дають в1дгалужувачу з електричними параметрами 2ое = 62,3 Ом, г00 = 44,8 Ом, ®е = 27°, 21 = 1,43 мм, ¡1 = 0, Сд = 0,03 пФ при Ф31 = -35°. Пор1вняно з по-передшм випадком довжина област! зв'язку скоротила-ся вдв^ч! при деякому зниженш напрямленост!.
ВИСНОВКИ
Запропонований в робот! метод розрахунку напрямлених вщгалужувач^в на зв'язаних лШях передач! до-зволяе визначати його електричш параметри з одночас-
ною компенсащею за допомогою додаткових реак-тив-них опоров впливу розниц! фазових швидкостей мод парного ! непарного збудження, а також впливу неод-норщностей з'еднань одиночних ! зв'язаних лшш. При цьому допускаеться використання як одного, так ! двох опоров, м!сце шд'еднання яких залежить в!д значення хвильового опору непарно! моди. Кр!м того, шляхом вибору значень фазового зсуву сигналу при в!дгалуже-нш можна зменшити розм^ри вщгалужувача. Резуль-тати моделювання напрямлених в!дгалужувач!в з елек-тричними параметрами, розрахованими запропонова-ним методом, п!дтверджують його ефективн!сть та до-ц!льн!сть застосування в !нженерн!й практиц! !, в першу чергу, в структур! систем автоматизованого проек-тування мжрохвильових пристро!в.
nEPEHIK nOCHHAHb
1. MMKpoaAeKTpoHHbie ycTpoMCTBa CBH / r. M. BeceAoB, E. H. EropoB, W. H. AAexMH m Ap.- M.: Bbicw. 0K., 1988. -280 c.
2. Buntschuh C. High directivity microstrip couplers, using dielectric overlays / IEEE MTT-S Symp. Dig., 1975. -Pp. 125-128.
3. Banba S., Ogawa H. Multilayer MMIC directional couplers using thin dielectric layers / IEEE Trans. Microwave Theory Tech. - June 1995. - Vol. 43, No. 6. - Pp. 12701275.
4. Mar S. L. Phase velocity compensation in parallel-coupled microstrip / IEEE MTT-S Symp. Dig., June 1982. -Pp. 410-412.
5. Podell A. A high directivity microstrip coupler technique / IEEE MTT-S Symp. Dig., May 1970. - Pp. 33-36.
6. Schaller G. Optimization of microstrip directional coupler with lumped capacitors / Arch. Elek. Uebertrag. Tech.. -1977. - Vol. 31, July-Aug.. - Pp. 371-375.
7. Kajfez C. Raise coupler directivity with lumped compensation / Microwaves. - 1978. - Vol. 27, Mar.. - Pp. 64-70.
8. Dydyk M. Microstrip directional couplers with ideal performance via single-element compensation / IEEE Trans. Microwave Theory Tech.. - June 1999. - Vol. 47, No. 6. -Pp. 956-964.
9. Dydyk M. Accurate design of microstrip directional couplers with capacitive compensation / IEEE MTT-S Symp. Dig., May 1990. - Pp. 581-584.
10. 06OPKMUKMM B. M. MoAeAMpoBaHMe AiiHeMHbix CBH ycTpoMCTB c CMHTe3oM mx 3AeKTpiMHecKiMx napaMeTpoB, y^MTbiBaiomMM BAMflHiie HeoAHopoAHocTeM / TpyAbi 6-m MewAyHap. HI1K «CoBpeMeHHbie MH<£opMamioHHbie m 3AeK-TpoHHbie TexHoAoriiM», OAecca, 24-26 Man 2005 r. - C. 207.
11. Sabban A, Gupta K. C. A planar-lumped model for coupled microstrip line discontinuities / IEEE Trans. Microwave Theory Tech. - Feb. 1992. - Vol. 40, No. 2. - Pp. 245-252.
Ha^iHrn^a 20.06.06 nic^a Aopo6KH 3.08.06
npedAoxen Memod pacnema dmumpunecKux napaMempoe HanpaeneHHozo omeemeumenM na deyx odunaKoeux ceM3an-nux Munuax nepedanu c donoAHumeAbnuMu peaKmuenuMu dmMenmaMu, o6ecne%uearnw,uu eo3Moxnocmb KoMnencau,uu e^uMHuM pa3nocmu $a3oeux cKopocmeu napnou u nenapnou Mod u e^uMHuM Heodnopodnocmeu coedunenuu exodnux nu-nuu co ceM3aHHUMu nuHuMMu.
The method of electrical parameters calculation of two-coupled line directional coupler with additional lumped reactances is proposed. The possibility to compensate the effect of difference of even and odd mode phase velocities and also the effect of input-line-to-coupled-line junction discontinuities is provided at that.
