CC BY
16
УДК 621.396
РАЗРАБОТКА МОДЕЛЕЙ ФОРМИРОВАНИЯ ФАЗОМАНИПУЛИРОВАННЫХ
СИГНАЛОВ
© 2018 И.В. Остроумов, М.А. Ромащенко, Д.С. Андреева Воронежский государственный технический университет, г. Воронеж, Россия
Аннотация: рассматривается комплексный подход к процессу влияния параметров фазоманипулированных сигналов на ЭМС РЭС, а также предлагаются структура решения задач моделирования и оптимизации соответствующей модели и методика создания модели формирования сигналов в радиопередатчике. Объектом разработки является модель, использующая аппарат БПФ, которая производит представление выборки значений постоянного импульса на оси времени. Имитируется пошаговое следование созданного в модуляторе сигнала через усилитель мощности и полосовой фильтр на выходе передатчика. В качестве полосовых фильтров в модели формирования фазоманипулированных сигналов рассматриваются фильтры Баттерворта различных порядков. Рассмотрен способ повышения коэффициента полезного действия усилительного тракта. Описаны различные механизмы генерирования огибающих различных вариаций и их влияние на спектральные характеристики сигнала, а следовательно, и на характеристики РЭС по ЭМС. Для систематического представления прямоугольных импульсов различной полярности учтена возможность синусоподобного сглаживания межсимвольных переходов. Рассмотрены структурная схема модели представления фазоманипулированного импульса в радиопередатчике, графики комплексного представления фазоманипулированных сигналов, а также схема модулятора сигналов. Принята во внимание имитация процесса формирования кодированных дискретных импульсов, проанализирован эффект амплитудно-фазовой конверсии
Ключевые слова: фазоманипулированные импульсы, радиопередатчик, модулятор сигнала
Введение
В ходе изучения влияния параметров фазоманипулированных импульсов на ЭМС РЭС был создан целостный прототип формирования сигналов в радиопередатчике, позволяющий получать дискретные
представления фазовых манипуляций импульсов с различными формами огибающей элементарной посылки импульсных и постоянных во временной области и на оси частот. В модели, использующей аппарат БПФ, осуществляется представление выборки значений постоянного импульса на оси времени с взаимосогласованными заданными параметрами в начальных и конечных точках рассматриваемого временного промежутка, позволяющими исключить искажение и деформацию получаемой спектральной характеристики непрерывных сигналов, далее представления их при выполнении БПФ как бесконечно-периодических, помимо этого, представление изменения фазы выходного импульса в усилительном каскаде передатчика с учетом его амплитуды позволяет предусмотреть эффект амплитудно-фазовой конверсии [1].
Целью работы было создание модели формирования фазоманипулированных
сигналов как простых, так и сложных, с помощью которых передается информация в системе.
Методика
Для представления сигнала в радиопередатчике используется дальнейшая целостная схема:
Источник символов.
Модель модулятора фазоманипулированного импульса
Имитатор искажающего воздействия элементов передатчика
Усилитель Полосо-
мощности вой фильтр
Рис. 1. Схема модели преставления фазоманипулированного импульса в радиопередатчике
Данная модель сформирована для имитации процесса прохождения сигналов с бинарной и четырехпозиционной
фазоманипуляцией (ФМн-2, ФМн-4) и четырехпозиционной фазоманипуляцией со смещением (СФМн-4), с различными формами огибающей элементарной посылки, а также
сигналов с минимальном манипуляциеи сдвигом по частоте (ММС). Прототип бинарных фазовых манипуляции импульсов ФМн-2 для каждого сигнала образует прямоугольный импульс напряжением +и (если символ «1») либо -и (если символ "0").
Для получения прототипа импульсами с четырехпозиционной фазовой манипуляцией ФМн-4, СФМн-4 сигнал образуется в виде независимых синфазных и квадратурных формирований путем умножения синфазной составляющей на cos(ш оО, а квадратурной на sm(ш0t), где ш 0 - несущая частота импульса. Кроме того, для сигналов СФМн-4 устанавливается задержка одного из каналов на половину длительности однозначной посылки, что позволяет избавиться от скачков фазы на 180о, но в то же время делает фазовые переходы многократными.
Схема модулятора сигналов ФМн-4, СФМн-4 изображена на рис. 2.
Cos(Q0t)
Рис. 2. Схема модулятора сигналов ФМн-4, СФМн-4
На данной схеме используются следующие обозначения:
Р - распределитель символов по каналам; ФМн-2 - модулятор сигналов вида ФМн-2; Т/2 - задержка на половину периода элементарной посылки при генерации сигналов СФМн-4;
умножитель; | + | сумматор.
В прототипе схемы синфазная и квадратурная компоненты четырехпо-зиционного фазового манипулированного импульса дотированы как вещественная и мнимая части комплексного представления сигнала.
На рис. 3 изображены графики комплексного выражения на оси времени фазоманипулированных сигналов (ФМн-2, ФМн-4 и СФМн-4) на видеочастоте.
а)
б)
в)
Рис. 3. Графики комплексного представления фазоманипулированных сигналов: а) ФМн-2; б) ФМн-4; в) СФМн-4
Ввиду того, что одним из преимущественно немаловажных факторов, влияющих на спектральные характеристики сигнала, а следовательно, и на характеристики РЭС по ЭМС, является форма огибающей элементарной посылки F(t), в образце предусмотрены механизмы генерирования огибающих различных вариаций. Помимо этого, для бинарных фазовых манипуляций импульсов с колоколообразной огибающей элементарной посылки форма представления огибающей задается только синусоидой или же с помощью полиномов Лежандра [2].
Огибающая в виде синусоидальной кривой элементарной посылки задается с помощью уравнения:
F (f )
• I t - U sinl ж—
l T
(1)
На рис. 4 изображен график такого сигнала в форме картинки, у которого модель огибающей элементарной посылки задается с помощью уравнения (1).
Рис. 4. Вид бинарного фазоманипулированного импульса синусоидальной огибающей элементарной посылки
С помощью функций Лежандра огибающая элементарной посылки задается следующим уравнением:
F(f) = U sin(a0P0 (2tT -1) ■+ a¡P1 (2tT -1)+.. + aLPL (2tT -1)) (2) где a - коэффициенты, определяющие форму огибающей (i=0..L);
P(x) - функция Лежандра i-й степени; T - длительность элементарной посылки. В таблице представлен пример возможных значений коэффициентов аг для огибающей элементарной посылки бинарного
фазоманипулированного импульса, заданной в виде соотношения (2).
Пример возможных значений коэффициентов а
в соотношении (2), задающих колоколообразную огибающую элементарной посылки
соотношения (1). На схематичном рис. 6 изображены графики представления комплексного сигнала ММС на оси времени на начальной нулевой частоте.
Рис. 6. Графики комплексного представления сигналов с ММЧ
1 а Р(х)
0 0,785398 1
1 0,748528 X
3 -0,070611 (5х3-3х)/2
5 -0,001126 (63х5-70х3+15х)/8
На рис. 5 представлен вид на оси времени бинарного фазоманипулированного сигнала элементарной посылки с колоколообразной огибающей, заданной с помощью соотношения (2), при конкретных возможных значениях коэффициентов в соответствии с приведенными данными таблицы.
Рис. 5. Вид сигнала ФМн-2 с колоколообразной огибающей элементарной посылки, заданной с помощью полиномов Лежандра
Для систематического представления прямоугольных импульсов различной полярности учтена возможность
синусоподобного сглаживания межсимвольных переходов [3]. В таком случае в пределах заданного фронта элементарной посылки (длительности переходного процесса) применяются дальнейшие уравнения:
для переднего фронта элементарной посылки:
F^) =и sin
(
\
Т
фр
(3)
для посылки:
заднего фронта элементарной
F^) = и sin
Т -1
Т
фр
(4)
причем Тфр - заданная длительность фронта
элементарной посылки.
Помимо этого, импульсы ММС могут быть сформированы как сигналы СФМн-4 с синусоподобной огибающей элементарной
посылки,
то
есть
использованием
Для изучения особенностей сложных дискретных сигналов, т.е. дискретных импульсов с широким значением базы, в подготовленной программной реализации модели учтена имитация процесса формирования кодированных дискретных импульсов, в которых всякому информационному знаку ставится кодовая ступенчатость элементарных посылок длиной, равной значению базы сигнала [4]. Схематичный макет модулятора таких импульсов представлен на рис. 7, на котором символом обозначен сумматор по модулю 2.
Информационные значения _
Модулятор
простых дискретных
Рис. 7. Схематичный макет модулятора сложных дискретных сигналов
На вход сумматора следует символ от источника информации и кодовая периодичность от генератора кода. Информационный символ суммируется по модулю 2 с каждым последующим элементом кода. В конечном итоге на выходе сумматора для каждого информационного знака получается последовательность символов, равная кодовой последовательности или ее инверсии. Такая удлиненная кодированная последовательность знаков является первичной для модулятора простых фазовых манипуляций импульсов.
В качестве кода в программной реализации модели применяются либо первоначально записанная в файл очередность двоичных знаков, либо последовательность, сформированная генератором случайных чисел,
t
п
либо М-очередность, полученная с помощью регистра-генератора М-последовательностей и соответствующего образующего кода.
В роли искажающих воздействий компонентов передатчика на импульс, как представлено на схеме 1, просматриваются искажения сигнала в усилительном тракте, а также видны искажения в процессе фильтрации полосовым фильтром.
Принимая во внимания воздействия усилителя мощности на спектральные характеристики импульса, происходит имитирование изменения фазы выходного сигнала в усилительном каскаде передатчика, исходя из заданных значений его амплитуды, допускающее предусмотреть эффект амплитудно-фазовой конверсии.
Применительно к типу усилителя используются различные аппроксимирующие зависимости:
1) для усилителей на клистронах [ (0.4А)утах, при 0 < А < 0.2; [(1.15А - 0.15)ртах, при 0.2 < А < 1; ^
2) для усилителей на лампах бегущей
Ар = ■
волны
Ар =
(7..1 5А)Ртах > (- 0.04 + 3,55А - 3,77А2 )рт (0.4А + 0,6ртах,
при при при
0 < А < 0.0316-0.0316< А < 0.5; 0.5 < А < 1;
(6)
3) для усилителей на лампах бегущей волны с повышенной линейностью
(8.86Артах, при 0 < А <0.0316
Ар =
1 - 0.97е
9.31А
(1 - 0.1 е^-А р
при при
0.0316< А <0.133;
0.133 < А < 1;
(7)
4) в остальных случаях
Ар = Артах , (8)
где Ар - фазовая добавка сигнала в результате амплитудно-фазовой конверсии;
ртах - максимальное значение фазовой добавки;
А - квадрат нормированной мощности сигнала.
Помимо этого, в данной модели также есть возможность моделирования процесса использования в усилителе передатчика нелинейного режима отсечки, применяемого для повышения коэффициента полезного действия усилительного тракта. При применении такого режима у высокочастотного импульса исключаются все составляющие мгновенного напряжения, меньшие
установленного значения, равного и СОв (в),
определяемого заданным углом отсечки в . Например, если в =90о, то исключаются (т.е. обнуляются) все отрицательные значения напряжения высокочастотного сигнала. Восстановление несущей усеченного сигнала осуществляется в результате прохождения через выходной полосовой фильтр приемника.
В качестве полосовых фильтров в модели формирования фазоманипулированных
сигналов рассматриваются фильтры
Баттерворта различных порядков, амплитудно-частотные и фазо-частотные характеристики коэффициентов передачи которых
вычисляются с помощью следующих аппроксимирующих соотношений:
1 , (9)
* [Л ) =
с
чр/, )=1 х 21
аг^---уг^ + ага^
"ИВ!
\ 2п
81п[ ПМ ]
(10)
где К - модуль коэффициента передачи;
ш - фаза коэффициента передачи;
«-порядок фильтра Баттерворта, определяющий значение коэффициента прямоугольности;
- относительная частота
(, - 1)АF / F, (11)
где ,=1..^;
АЕ - шаг дискретизации по частоте;
F - половина ширины полосы пропускания фильтра по уровню минус 3 дБ;
N - половина длины массива для БПФ.
Габаритами фильтра выступают ширина полосы пропускания по уровню - 3 дБ и его порядок, указывающий значение коэффициента прямоугольности [5].
Данные аппроксимации согласуются со справочными данными для фильтров Баттерворта. Фильтры легко реализуемы в практике (приблизительно до 3-го порядка) и имеют быстрозатухающую импульсную характеристику, что немаловажно для БПФ, которое является основой модели. Переменное значение порядка фильтра позволяет учитывать фильтры с различным коэффициентом прямоугольности от 31,6 по уровню - 60 дБ при п = 2 до практически прямоугольного фильтра
при больших значениях п (например, при п = 9 коэффициент прямоугольности фильтра по уровню - 60 дБ равен 2,15).
Выводы
В итоге разработанная модель позволяет имитировать процесс образования простых и сложных, двух- и четырехпозиционных фазовых манипуляций импульсов с различными формами огибающей
элементарной посылки, а также импульсов ММС, при которой учитываются искажающие воздействия полосовой фильтрации и эффекта амплитудно-фазовой конверсии в усилителе передатчика.
Литература
1. Муратов А.В. Анализ электромагнитных воздействий РЭС с помощью систем автоматизированного проектирования категории CAD/CAE // Вестник Воронежского государственного технического университета. 2010. Т. 6. № 8. С. 135-137.
2. Макаров О.Ю. Основные принципы применения программных средств при решении задач обеспечения ЭМС и помехоустойчивости // Радиотехника. 2013. № 3. С. 98- 102.
3. Марков Ю.В. Проектирование устройств приема и обработки сигналов: учеб.-метод. пособие. Екатеринбург: Издательство Уральского университета, 2015. С. 39, 48-50.
4. Першин В.Т. Формирование и генерирование сигналов в цифровой радиосвязи: учеб. пособие. М.: Научно-издательский центр ИНФРА-М, Новое Знание, 2016. С. 26-27, 48, 62.
5. Свиридова И.В., Остроумов И.В., Муратов А.В. Способы контроля помехозащищенности передачи данных // Надежность и качество: тр. междунар. симпозиума. 2013. Т. 2. С. 17.
Поступила 3.04.2018; принята к публикации 11.05.2018 Информация об авторах
Остроумов Иван Владимирович - канд. техн. наук, доцент, Воронежский государственный технический университет (394026, Россия, г. Воронеж, Московский проспект, 14), e-mail: vanik07@mail.ru, ORCID: https://orcid.org/0000-0003-2796-2886
Ромащенко Михаил Александрович - д-р техн. наук, профессор, Воронежский государственный технический университет (394026, Россия, г. Воронеж, Московский проспект, 14), email: kipr@vorstu.ru, ORCID: https://orcid.org/0000-0001-5629-6056
Андреева Дарья Сергеевна - студент, Воронежский государственный технический университет (394026, Россия, г. Воронеж, Московский проспект, 14), e-mail: dashyli98@mail.ru, ORCID: https://orcid.org/0000-0003-4946-5426
DEVELOPMENT OF THE MODELS OF PHASE-SHIFT KEYED PULSES FORMATION I.V. Ostroumov, M.A. Romashchenko, D.S. Andreeva Voronezh State Technical University, Voronezh, Russia
Abstract: a complex approach to the process of the effect of the parameters of phase-shifted signals on the EMC RED is considered, and a structure for solving the modeling and optimization problems of the corresponding model and the methodology for creating a model for generating signals in a radio transmitter are proposed. The object is a model using FFT that produces a representation of a sample of the values of a constant pulse on the time axis. It simulates step-by-step following of the signal created in the modulator through a power amplifier and a bandpass filter at the output of the transmitter. Bandwidth filters of different orders are considered as bandpass filters in the model for the formation of phase-manipulated signals. The method of increasing the efficiency of the amplifying path is considered. Various mechanisms for the generation of envelopes of variations and their effect on the spectral characteristics of the signal, and, consequently, on the characteristics of the RED for EMC are described. For systematic representation of rectangular pulses of different polarity, the possibility of sinusoidal smoothing of intersymbol transitions is taken into account. The structural scheme of the model of the phase-impulse pulse imposition in the radio transmitter is considered, the graphs of the complex representation of phase-shifted signals are presented, as well as the signal modulator circuit. An imitation of the process of formation of coded discrete pulses was taken into account, the effect of amplitude-phase conversion was analyzed
Key words: phase-manipulated impulses, radio transmitter, signal modulator
References
1. Muratov A.V. "Analysis of electromagnetic effects of RED using CAD/CAE computer design systems", The Bulletin of Voronezh State Technical University (Vestnik Voronezhskogo gosudarstvennogo tekhnicheskogo universiteta), 2010, vol. 6, no. 8, pp. 135-137.
2. Makarov O.Yu. "Basic principles of the use of software in solving problems of ensuring EMC and immunity", Radiotekhnika, 2013, no. 3, pp. 98-102.
3. Markov Yu.V. "Designing devices for receiving and processing signals. Manual" ("Proektirovanie ustroystv priyema i obrabotki signalov: ucheb.-metodich. posobie"), 2015, pp. 39, 48-50.
4. Pershin V.T. "Formation and generation of signals in digital radio communication. Manual" ("Formirovanie i generirovanie signalov v tsifrovoy radiosvyazi: ucheb. posobie"), Scientific publishing center INFRA-M, Novoe znanie, 2016, pp. 26-27,48,62.
5. Sviridova I.V., Ostroumov I.V., Muratov A.V. "Methods of control of interference immunity of data transmission", Proc. of the International Symposium "Reliability and Quality " (Nadezhnost' i kachestvo: trudy mezhdunar. simpoziuma), 2013, vol. 2, pp. 17
Submitted 03.04.2018; revised 11.05.2018 Information about the authors
Ivan V. Ostroumov, Cand. Sc. (Technical), Associate Professor, Voronezh State Technical University (14 Moskovskiy prospekt, Voronezh 394026, Russia), e-mail: vanik07@mail.ru, ORCID: https://orcid.org/0000-0003- 2796-2886
Mikhail A. Romashchenko, Dr. Sc. (Technical), Professor, Voronezh State Technical University (14 Moskovskiy prospekt, Voronezh 394026, Russia), e-mail: kipr@vorstu.ru, ORCID: https://orcid.org/0000-0001-5629-6056
Dar'ya S. Andreeva, Student, Voronezh State Technical University (14 Moskovskiy prospekt, Voronezh 394026, Russia), email: dashyli98@mail.ru, ORCID: https://orcid.org/0000-0003-4946-5426
