CC BY
211
Разработка фильтра гармоник для коротковолнового ключевого передатчика
Ключевые слова: фильтр гармоник, вилка фильтров, диплексер, ключевой режим, метод Кана, КСВ.
Статья посвящена разработке фильтра гармоник на основе вилки фильтров Кауэра ФНЧ-ФВЧ (диплексера) для транзисторных ключевых связных КВ передатчиков, построенных по методу Кана. Такая структура фильтра гармоник обеспечивает номинальную резистивную нагрузку для оконечного каскада передатчика, как по основной, так и по высшим гармоникам рабочей частоты. Резистивная нагрузка обеспечивает высокоэффективную работу ключевого передатчика при рассогласовании антенны и возможность суммирования усилительных модулей в мощных передатчиках. Рабочий диапазон частот 1Д..30 МГц (КВ) перекрывается 6 переключаемыми фильтрами — диплексерами, каждый из которых имеет коэффициент перекрытия по частоте 1,65. При проектировании фильтра учитывается повышенный уровень нечетных гармоник выходного сигнала оконечного каскада передатчика в ключевом режиме, с их относительным содержанием 1/п, где п = 1,3,5... — номер гармоники. Фильтр в соответствии с требованиями нормативной документации обеспечивает в выходном сигнале уровень 2-ой и 3-ей гармоник рабочей частоты не более минус 60 дБ и уровень гармоник высшего порядка не более минус 70 дБ. При этом расчетный входной КСВ фильтра в рабочей полосе частот не превышает 1,07, а на частотах высших гармоник не превышает 1,1, что обеспечивает практически резистивную нагрузку для оконечного каскада передатчика. Проектирование проводится методом параметрической оптимизации начального приближения в виде ФНЧ восьмого порядка и ФВЧ четвертого порядка. В качестве целевой функции используется набор из восьми неравенств, описывающих требования к характеристикам фильтра в различных полосах частот. Особенностью проектирования является отсутствие требований к характеристикам фильтра в полосах частот, где отсутствуют сигналы передатчика. Разработанный фильтр обладает улучшенными согласованием и габаритными характеристиками по сравнению с известными фильтрами гармоник, оптимизированными в непрерывной полосе частот. Экспериментальные исследования макета фильтра гармоник показали хорошее совпадение его характеристик с расчетными значениями. Приведенные нормированные значения 1.С элементов позволяют проектировать фильтры гармоник на произвольную нагрузку. Фильтр успешно может применяться и в традиционных линейных передатчиках класса АВ.
Громорушкин В.Н.,
старший научный сотрудник МТУСИ, к.т.н., [email protected]
Введение
При разработке современных КВ передатчиков управления и связи в условиях постоянно повышающихся требований к их энергетическим и качественным характеристикам внимание специалистов все больше обращается к ключевым режимам работы активных элементов [1]. Так, в [2] приводится описание прототипа ключевого передатчика по методу раздельного усиления, в котором и ВЧ тракт и НЧ тракт [3] работают в высокоэффективном ключевом режиме. В отличие от традиционных передатчиков с выходными каскадами в классе Л В ключевые передатчики имеют несколько больший уровень гармоник в выходном сигнале и для обеспечения требований ЭМС требуют внимательного подхода к проектированию фильтра гармоник. Решению этой задачи посвящена настоящая работа.
Фильгр гармоник ключевого передатчика решает две технические задачи. Первая - подавление гармоник рабочей частоты, вторая - обеспечение резистивного сопротивления нагрузки оконечного каскада ВЧ тракта по высшим гармоникам для обеспечения высокоэффективной работы на рассогласованную нагрузку и возможности суммирования большого количества унифицированных усилителей мощности в составе мощного радиопередатчика. В соответствии с этими задачами, блок фильтров гармоник строится на основе поддиапазонных переключаемых фильтров. Каждый из под-диапазонных ФГ строится на основе вилки ФНЧ и ФВЧ (с балластной нагрузкой) со структурой Кауэра, что обеспечивает минимальное количество реактивных элементов.
20
Проектирование фильтра
Проектирование фильтра гармоник проводится с применением метода параметрической оптимизации. Вначале выбирается его структура с реальными добротностями индуктивных элементов = 250), а затем варьируются нарамег-ры: частоты среза ФНЧ и ФВЧ, а также номиналы элементов ФВЧ для минимизации целевой функции, описанной ниже.
Для КВ диапазона частот 1,5-30 МГц в соответствии с методикой проектирования фильтров гармоник, приведенной в ¡4], коэффициент перекрытия по частоте составляет К|„ = СДщ = 30/1,5 = 20. При этом весь КВ диапазон разбивается на 6 поддиапазонов (переключаемых фильтров), каждый из которых имеет перекрытие по частоте Кд =( Кц,)1 1 = = (20)''6= 1,6475 ~ 1,65.
Значения нижней ^ и верхней ^ рабочих частот отдельных поддиапазонных фильтров, вычисленные в соответствии с выражениями (Кц)1'1 Га| = (Кц)1 £„„ приведены в табл. 1.
Таблица 1
№ поддиапа- Нижняя рабочая частота Верхняя рабочая частота
зона полдиапазона. МГц полдиапазона, МГц
1 1,500 2,475
2 2,475 4,084
3 4.084 6,739
4 6.739 11.119
5 11,119 18,346
6 18,346 30,271
Минимально допустимое затухание фильтра а^, которое он должен обеспечивать, определяется отдельно для 2-ой, 3-ей и 5-ой гармоник с учетом того, что па выходе ключевого передатчика вторая гармоника имеет уровень К,ой - 22 дБ, третья К,з< - 10 дБ (величины определены экеп ери ментально), а пятая гармоника в меандре теоретически меньше 3-ей
Т-Сотт #10-2014
на 4 дБ К[5< - 14 дБ относительно основной (рабочей) частоты. Допустимый уровень гармонических излучений, в соответствии с требованиями нормативной документации, составляет не более минус 60 дБ (до третьей гармоники включительно) и не более минус 70 дБ на частотах выше 3-ей гармоники. В соответствии с этим, требуемое подавление фильтра гармоник на соответствующих гармониках рабочей частоты составляет: аф2 > 60 -22 = 38 дЬ, вфз > 60 - 10 = 50 дБ, Эф5 > 70 - 14 = 56 дБ.
Отметим, что 4-я гармоника рабочей частоты находится в полосе задержания фильтра и в ключевых двухтактных генераторах не превышает уровня 5-ой гармоники и поэтому здесь отдельно не рассматривается.
Нормированная частота в полосе задерживания, на которой необходимо обеспечить заданное затухание для второй, третьей и пятой гармоник: £1й = 2/кп = 2/1,65 =1,212;
= 3/кп = 3/1,65 = 1,818, £1,5 = 5/кц = 5/1,65 = 3,030.
В качестве прототипа ФНЧ, с учетом рассчитанных требований к поддиапазонным фильтрам, выбран С-08-25с; 0 = 56; Я, = 0; И„=50 Ом, в соответствии с классификацией, принятой в [5]. Этот фильтр обеспечивает затухание ак = 67,6 дБ на частотах выше нормированной частоты задерживания О., = 1,2665. Неравномерность в полосе пропускания не превышает значения ар = 0,28 дБ. Полюсы затухания располагаются на нормированных частотах Д.о = 2,0385;
1,582; Пж<;= 1,4369, Структура фильтра гармоник с выбранным ФНЧ приведена на рис. 1 с нумерацией элементов, принятой в [5]. Нормированные значения ЬС элементов, найденные из [5], приведены в табл. 2. Индексы („,) означают, что значение относится к основному фильтру (ФНЧ) и нормированное.
ФНЧ
8 7 6 5 4 3 2 ' 12 3 4
ЧНННрп
ФВЧ J 5т
X
Рис. 1. Структура поддиапазон но го фильтра гармоник
Таблица 2
нормированные значения LC элементов ФПЧ
clon = 0.450486 12оп = 1.096805 don = 0.235408
сЗщ, = 1.147599 14оп = 0.995470 c40ti = 0.646598
cîon = 1.144762 16^ = 1.299053 с6оп =0.396813
c7on = 1.503607 18оп=1.580540
T-Comm #10-2014
Для определения реальных значений элементов каждого поддиапазонного фильтра нормированные значения LC элементов умножаются на соответствующие денормировоч-ные множители [5]:
K^R^-K-f* *Kopto) и Кс„=1/( R„ 2-Ji-f„[*K„[,i0), где f„j - вер\[гяя рабочая частота (-го поддиапазона; Kopl „ -коэффициент, изменяющийся в процессе оптимизации (определяет частоту среза выше верхней рабочей частоты поддиапазона). Индекс (0) означает, что множитель относится к основному фильтру (ФНЧ).
В качестве прототипа дополняющего фильтра выбран ФНЧ фильтра Кауэра 4-го порядка С-04-25с-56 (случай Ь; вариант b); R, = 0; R„= 50 Ом, в соответствии с классификацией, принятой в [5]. Дтя перехода к ФВЧ в схеме ФНЧ ёмкости заменяются индуктивностями, а индуктивности -емкостями. Нормированные значения LC элементов ФВЧ вычисляются в соответствии с выражениями [5]:
lj = 1/с, ; С|= 1/1|.
Для определения денормированных значений элементов каждого поддиапазон ного ФВЧ нормированные значения LC элементов умножаются на соответствующие множители:
Ku = RJ(2-n-U * Kopto* Ki)pl.d) и Kcd =l/(Rn 2л FBj * Kopt0* Kopi.d),
где K„pt j - коэффициент, изменяющийся в процессе оптимизации, Произведение f„i * К(1р1 0* K„pt.,j определяет частоту среза ФВЧ. Индекс (d) означает, что множитель относится к дополняющему фильтру (ФВЧ).
Далее в выбранной структуре диплексера проводится параметрическая оптимизация численными методами. Оптимизация фильтров с реальными добротностями элементов позволяет контролировать кроме общепринятых параметров фильтра (подавления гармоник, КСВф) ещё и его КПД.
В качестве целевой функции использовался набор из семи параметров диплексера:
1) Кр1 > -0,6дБ - коэффициент передачи диплексера по мощности основной гармоники со входа на выход в диапазоне рабочих частот от îh до fe;
2) КСВф< 1,07 - входной КСВ фильтра в диапазоне рабочих частот от fn до 1в;
3) КСВф< 1,25 (входной КСВ фильтра в диапазоне частот от 2fu до 2ÎB - по второй (синфазной) гармонике рабочей частоты, которая в принципе на вход фильтра гармоник впрямую пе поступает, но номинальное резистивное входное сопротивление фильтра гармоник снижает её «просачивание» через паразитные элементы выходного трансформатора оконечного каскада ВЧ тракта;
4) КСВф< 1,1 - входной КСВ фильтра в диапазоне частот от 3fa до со {для 3-ей и высших гармоник рабочей частоты);
5) КПДф > 0,9 - КПД фильтра в диапазоне рабочих частот От ÎH до fe;
6) Крб < -18 дБ - потери мощности сигнала рабочей частоты в балластной нагрузке ФВЧ диплексера в диапазоне рабочих частот от fa до Гв (не более 1,5%).
7) Кр2< -44 дБ коэффициент передачи фильтра на второй гармонике нижней рабочей частоты (2(н), обеспечивающий требуемое подавление с запасом 6 дБ.
Важно отметить, что выбор целевой функции и её весовых коэффициентов учитывает значимость параметров фильтра гармоник при работе с ключевым передатчиком. Входной КСВф фильтра гармоник (диплексера) в рабочей
21
1 —___ 1 -—— 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 -——-_ 1 1
1 1 1 1 1 >ч 1 1 \ 1 1 \ 1 1 \ 1 1 V ! у
1 1 \ I 1 il I 1 1 1 1 1 I 1 1
1 1.5 2 2.5
Frequency (MHz)
Рис. 3, КПД оптимизированного фильтра гармоник 1-го поддиапазона
полосе частот поддиапазона задан весьма низким (КСВф <1,07), что соответствует неравномерности АЧХ выбранного ФНЧ.
В области частот от 3-ей гармоники нижней частоты поддиапазона и выше требование на КСВф несколько мягче (КСВф< 1,1), поскольку это рассогласование нагрузки по высшим гармоникам остается постоянным и не изменяется при рассогласовании основной нагрузки (антенного тракта) передатчика. В области частот от Гв до 21н никаких требований ко входному КСВф фильтра не предъявляется, поскольку в этой полосе частот нет сигналов. В процессе оптимизации КСВф в этой полосе частот существенно увеличивается, обеспечивая тем самым требуемые его значения в важных участках частот. Параметры фильтра гармоник, полученные в процессе параметрической оптимизации и обеспечивающие минимальное значение целевой функции, приводятся ниже.
Нормированные значения ЬС элементов оптимизированного дополняющего ФВЧ приведены в табл. 3.
Таблица 3
нормированные значения LC элементов ФВЧ
cld= 1.01541 12d= 1.422157 c2d= 0.864188
c3d= 0.88322 14d= 1.13473
Коэффициенты К,)р1 „ = 1,03 и Кир1= 1,02 определяют оптимальные частоты среза: для ФНЧ на 3% и для ФВЧ на 5% выше верхней рабочей частоты поддиапазона.
Частотная зависимость входного КСВф для спроектированного фильтра гармоник 1-го поддиапазона приведена на рис. 2. Из приведенного графика видно, что в диапазоне рабочих частот 1,5-2,475 МГц входной КСВ не превышает 1,07, а в области высших гармоник, начиная с 3-ей, не превышает 1,1. Характерной особенностью входного КСВф является наличие его подъёма до 2 в виде «паруса» в области частот от !в до где отсутствуют сигналы передатчика. На рисунке 3 приведена частотная зависимость КПД фильтра гармоник в диапазоне рабочих частот при ОЬ = 250, который снижается до ~0,9 на верхней рабочей частоте, что характерно для фильтров гармоник с потерями [4].
2 -К-
12
1 1.5 2 2 5 3 3.5 4 4.5 5 5.5 6 6 5 7 Frequency (MHz)
Рис. 2. Входной КСВ оптимизированного фильтра гармоник 1-го поддиапазона
22
Сравнивая характеристики обсуждаемого оптимизированного фильтра гармоник с известными [4], оптимизированными по КСВ в непрерывной полосе частот, отметим, что предлагаемый фильтр имеет несколько лучший КСВф и, что особенно важно, имеет дополняющий ФВЧ меньшего порядка по отношению к основному ФНЧ, что улучшает его массо-габаритные характеристики.
Экспериментальные исследования
Для экспериментальной проверки теоретических результатов был изготовлен лабораторный макет оптимизированного фильтра гармоник 4-го поддиапазона. В макете использованы без вы водные вы со ко добротные ёмкости производства фирмы АТС с допуском ±5% и индуктивности, выполненные проводом ПЭВ диаметром 2 мм. После сборки макета была проведена стандартная процедура настройки фильтра гармоник [5], которая заключается в подстройке частот полюсов затухания - резонансных частот контуров фильтра на расчетные значения = 1/<2л:(Ь-С)12), путем изменения шага намотки индуктивностей.
Характеристики настроенного макета фильтра измерялись с помощью анализатора цепей «Обзор 103». Результаты измерений входного КСВф и коэффициента передачи (821) макета фильтра приведены на рис. 4. Измерения показали, что характеристики макета практически соответствуют расчетным значениям. Так, входной КСВф макета фильтра в рабочей полосе частот не превышает 1,14 (расчетное значение 1,07). На частотах высших гармоник, начиная с 3-ей - КСВф =1,12 - 1,07 (расчетное значение <0,1). Подавление второй гармоники нижней рабочей частоты, лежащей на скате АЧХ, составляет 50 дБ (расчетное значение 44 дБ). Подавление высших гармоник не хуже 62 дБ (расчетное значение 67,6 дБ), Потери в макете фильтра на верхней рабочей часто те составляют не более 0,5 дБ, что соответствует его КПДф > 0,89. Крайне незначительное отклонение некоторых характеристик макета по отношению к расчетным значениям, обусловлено недостаточной точностью его настройки и паразитной взаимной связью между индуктивными элемен тами фильтра.
Необходимо отметить, что экспериментальные характеристики макета фильтра гармоник отвечают всем требованиям, предъявляемым к подобному устройству в ключевых КВ передатчиках.
Т-Сотт #10-2014
Разработанный фильтр гармоник позволяет обеспечить улучшенные согласование и массо-габаритные характеристики фильтрующих систем широкополосных ключевых связных КВ передатчиков. Представленные результаты в
виде нормированных ЬС элементов, позволяют проектировать фильтры гармоник с произвольным номинальным сопротивлением нагрузки. Фильтр может успешно применяться и в традиционных линейных передатчиках класса АВ,
Литература
1. ШахгильдЯН В.В.. Иванюшкин Р.Ю. Методы повышения энергетической эффективности линейных усилителей мощности // Т-Сошт: Телекоммуникации и транспорт, 20И, №9. - С. 143-145.
2. Варламов О.В.. Громорушкин В Н.. Лаврушенков В.Г. Разработка коротковолнового ключевого усилителя мощности с раздельным усилением составляющих однополосного сигнала Н Т-Сотт: Телекоммуникации и транспорт, 2011. № 9. - С, 42-44.
3. Варламов О.В. Разработка высокоэффективного модуляционного тракта для ВЧ усилителя мощности с раздельным усилением составляющих однополосного сигнала II Т-Сотт: Телекоммуникации и транспорт, 2011. №9. - С. 45-46.
4. Шахгилъдян В.В.. Шумилин М.С., Попов И.А. и др. Проектирование радиопередающих устройств: Учеб. Пособие для вузов ' Под ред. В.В. Шахгильдяпа. - 4-е изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 2000. — 656 с.
5. Зааль Р. Справочник по расчету фильтров: Пер. с нем. - М,: Радиоисвязь, 1983.-752 с.
Design harmonic filter for shortwave switching transmitter
Victor Gromorushkin, Moscow Technical University of Communications and Informatics,senior staff scientist, Ph.D., [email protected]
Abstract
This article focuses on the design of harmonic filter based on diplexer Cauer filters LPF - HPF for switching transistors HF transmitter constructed by the method of Kahn. This structure of harmonic filter provides nominal resistive load for the final stage of the transmitter, both primary and higher harmonics at the operating frequency. Resistive load provides highly efficient operation of transmitter with mismatch antenna and the possibility of summing amplifier modules in powerful transmitters. Frequency band 1,5-30 MHz is covered by 6 selectable filters — diplexers, each of which has a coefficient of frequency coverage of 1,65. Is taken into account when designing the filter increased level of odd harmonics in the output signal of the final stage of the transmitter in the switching mode, with their relative proportions 1/n, where n =1,3,5 ... — harmonic number. The filter in accordance with the requirements of regulatory documents provides the output signal level of the second and third harmonics of the operating frequency of less than -60 dB and higher order harmonics less than -70 dB. When this estimated filter input VSWR in the working frequency band does not exceed 1,07, and higher harmonic frequencies is not more than 1,1, that provides a practically resistive load for the output stage of the transmitter. Design performed by parametric optimization of the initial approximation as eighth-order low-pass filter and a fourth-order high-pass filter. The objective function is a set of 8 inequalities describing the requirements for the filter characteristics in different frequency ranges. A feature of the design is the lack of requirements for the filter performance in the frequency range, where no signals of transmitter. Designed filter has improved matching and dimensional characteristics compared with known harmonic filters, optimized in a continuous frequency range. Experimental researches of test mockup harmonic filters showed good agreement of its characteristics with the computed values. Listed normalized values of LC elements allow you to design harmonic filters for arbitrary load. The filter can be used successfully in the traditional class AB linear transmitters.
Keywords: harmonic filter, diplexer, switching mode, EER, VSWR. References
1. Shahgil'djan VV, Ivanjushkin RJu. 'Methods of increase the energy efficiency of linear power amplifiers' / T-Comm: Telecommunications and Transport, 2011, No. 9, pp. 143-145.
2. Varlamov O.V., Gromorushkin V.N., Lavrushenkov V.G. 'Development of switching shortwave power amplifier with separate gain of component of single-sideband signal' / T-Comm: Telecommunications and Transport, 2011, No. 9, pp. 42-44.
3. Varlamov O.V. 'Development of high efficiency modulation path for RF power amplifier with separate gain component of single-sideband signal' / T-Comm: Telecommunications and Transport, 2011, No. 9, pp. 45-46.
4. Shahgil'djan VV,, Shumilin M.S., Popov IA, Designing radio transmitters, under the editorship Shahgil'djan VV, Moscow, Radio i svjaz', 2000, 656 p. (in Russian).
5. Zaal' R, Handbook for calculation filters, Moscow, Radio i svjaz', 1983, 752 p. (in Russian).
T-Comm #10-2014 23
Рис. 4. Экспериментальные характеристики макета оптимизированного фильтра гармоник 4-го поддиапазона. Входной КСВф - желтая линия и коэффициент передачи (дБ) -зеленая линия
Заключение
