CC BY
570
ISSN 1992-6502 (P ri nt)_
2016. Т. 20, № 3 (73). С. 95-100
Ъьомт, QjrAQnQj
ISSN 2225-2789 (Online) http://journal.ugatu.ac.ru
УДК 004.65
Расчет и моделирование демпфирующей цепи на примере импульсного преобразователя постоянного напряжения
а. м. Веселов 1, д. р. Фаррахов 2
1 veselov.a.m@yandex.ru, 2 d.farrakhov@yandex.ru ФГБОУ ВО «Уфимский государственный авиационный технический университет» (УГАТУ)
Поступила в редакцию 21.03.2016
Аннотация. По статистике, самым слабым звеном любого импульсного преобразователя напряжения являются силовые вентили, отказ которых введет к тому, что преобразователь напряжения полностью выходит из строя, при этом также наблюдается отказ элементов, подключенных в качестве нагрузки, если отсутствует резервная система энергоснабжения. Основными причинами отказа силовых вентилей являются следующие факторы: перенапряжения на ключевых элементах импульсного преобразователя, вызванные паразитной индуктивностью; перегрев, вызванный неправильной эксплуатацией; ошибки системы управления и т.д. В данной статье рассматривается расчет, моделирование и анализ демпфирующей цепи в преобразователях с жесткой коммутацией, предназначенной для минимизации перенапряжений, возникающих на ключевых элементах в процессе эксплуатации.
Ключевые слова: снабберная цепь; импульсный преобразователь постоянного напряжения; переходные процессы.
В настоящее время широко применяются схемы преобразователей с использованием транзисторов с изолированным затвором (MOSFET), IGBT транзисторов, работающих в ключевых (импульсных) режимах. К таким схемам относятся импульсные стабилизаторы бортового напряжения летательных аппаратов, преобразователи напряжения, частотные контроллеры электродвигателей, LED драйверы, установки индукционного нагрева, корректоры коэффициента мощности и т.п. [1, 3, 5] . Эти схемы (по сравнению со схемами, использующими транзисторы в линейном режиме) обладают более высоким КПД, например, КПД импульсного синхронного конвертора напряжения может достигать 96%. Однако из-за высокой скорости коммутации токов в процессе выключения транзисторов появляются всплески перенапряжений, обусловленные наличием паразитных ин-дуктивностей в цепи преобразователя, к которым можно отнести, например, индуктивность монтажа и собственную индуктивность транзисторов. Эти перенапряжения прикладываются к силовым транзисторам и могут привести к их необратимому пробою, при этом преобразователь выходит из строя, также наблюдается отказ
элементов, подключенных в качестве нагрузки, если отсутствуют резервные источники электропитания [6]. Для минимизации перенапряжений применяют специальные снабберные цепи, например, на основе Я-С цепей либо цепей С—Я— УБ типа [3, 4, 7], однако методики расчета С—Я— УБ типа достаточно сложны, в данной статье рассматривается упрощенная методика расчета снабберной С-Я-УБ цепи.
Рассматривается работа снабберной цепи [2, 7], входящей в состав повышающего импульсного преобразователя постоянного напряжения. Цепь силового МОБЕЕТ транзистора УТ1 (рис. 1) содержит паразитную индуктивность Ьр. Так как преобразователь работает в режиме жесткой коммутации токов, то разрыв тока в этой цепи сопровождается перенапряжениями на паразитной индуктивности Ьр и, как следствие, может быть причиной отказа ключевого элемента УТ1.
Перенапряжение иьр определяется скоростью коммутации тока в силовой цепи и эквивалентной величиной паразитных индуктив-ностей:
tt / N т di
ULp (t) = Lp ■ —.
LpKJ p dt
(1)
— Рис. 2. Временные диаграммы
Рис. 1. Снабберная цепь в снабберной цепи
Для ограничения всплесков перенапряжения на транзисторе возможно применение снабберной цепи, выполненной на элементах Я1-С1-У01 и показанной на рис. 1. При выключении транзистора в момент времени Ю (рис. 2) ток ¡ь дросселя Ь, протекая через диод У01, конденсатор С1, паразитную индуктивность Ьр и источник и, линейно во времени увеличивает на конденсаторе напряжение до уровня Е. Постоянство тока 1ь=1о в процессе коммутации объясняется тем, что интервал коммутации мал, а индуктивность Ь достаточно велика.
В момент времени и открывается диод УО, а процессы в цепи У01-С1-Ьр начинают развиваться по колебательному закону, так как в цепи имеются реактивные элементы различного характера. Ток, протекающий через цепочку, описывается следующим законом изменения:
/(/) = /0 • соз(ш/),
(2)
1Г
Ж(/0 • соъ(<юг)) Жг
+ Е + Аи • 8т(ю?) = Е;
- Ер • /0 • с • 8т(ш?) + Е + Аи • 8т(ш?) = Е;
Аи = Ер • /0 • ю.
(5)
Подставив в уравнение (5) собственную частоту контура Ьр-С1 ю = . =, получим:
Аи =
/„ • и
= /0 •■
0 V
С1
(6)
Для обеспечения безопасной работы транзистора обычно задаются максимальным рабочим напряжением Uogr или допустимой величиной перенапряжения:
а напряжение, которое уже имеет постоянную составляющую и<п(0) = Е:
ис1 (г) = Е + Аи • 8т(юГ).
(3)
Данный этап (¿1—2) будет длиться четверть периода колебаний Т цепочки, образованной элементами Ьр—С1. К концу этого интервала ток Ьр равен нулю, а напряжение на конденсаторе ист(Й) = Е + и.
Согласно второму закону Кирхгофа, для интервала времени (11-12) справедливы следующие уравнения:
иЬр (г) + ист(0 = Е.
(4)
Подставив уравнения (1)-(3) в уравнение (4), получим:
Аи = ио?г - Е.
(7)
С учетом уравнения (7), из уравнения (6) определяется искомая емкость конденсатора С1:
С1=и* №
(8)
В момент времени ¿2 ток 1 спадет до нуля, диод ¥01 закроется и конденсатор С1 начнет разряжаться до значения Е через цепь Ьр—С1— Ш-УО-С.
Из приведенных выше рассуждений составляется схема замещения разрядного контура С1 на интервале времени (¿1—3) (рис. 3).
За период работы преобразователя напряжение на конденсаторе С практически не изменя-
2
Рис. 3. Схема замещения разрядного контура конденсатора снабберной цепи
ется, поэтому на схеме замещения он заменен источником постоянной ЭДС Е. Начальное напряжение на конденсаторе Ci:
Ucl (t2) = E + AU.
Рассмотрим случай работы Ri-Ci-VDi цепочки, когда разряд Ci до момента t3 включения транзистора проходит по апериодическому закону с UC1 (t3) ^ E . Для обеспечения условия
апериодического разряда необходимо и достаточно, чтобы сопротивление резистора снаббер-ной цепи удовлетворяло неравенству
R1 > 2 •
LjL C1'
(9)
С учетом уравнения (6) неравенство (9) запишется в виде
R1 > 2 J ^ - 2 Ж. VC1 1п
(i0)
При условии апериодического процесса разряд конденсатора будет определяться постоянной времени т « С1 • Я1. На интервале времени (й-в) энергия конденсатора С1 частично рассеивается на резисторе Я1 и частично переходит в нагрузку.
Разряд конденсатора С1 рассматривается по переменной составляющей (рис. 4).
На данной схеме замещения источник Е отсутствует, а начальное напряжение Ця(й) = А и. Из схемы замещения видно, что к концу переходного процесса энергия Жт(а-в) рассеивается в резисторе Я1:
W
R1(t 2-t 3)
C1-AU2 2
(ii)
Рис. 4. Схема замещения разрядного контура конденсатора снабберной цепи по переменной составляющей
Энергия, ушедшая в нагрузку за тот же интервал времени, равна разнице между изменением энергии в конденсаторе С1 в начале и конце процесса разряда и энергией, ушедшей в R1:
Wc = Wcl(t 2) - Wcl(t3) - WRm_m = Cl ■ (E + AU)2 Cl • E2 Cl -AU2
2
2
= C1 E •AU.
2
В момент времени 13 транзистор УТ вновь открывается и конденсатор С1 разряжается. При этом на резисторе Я1 выделяется энергия:
W
R1(t 3-t 4)
CbE 2
(i2)
Средняя мощность, рассеиваемая в резисторе Я1 , определяется суммой энергий, выделяемых на резисторе Я1 за периоды ¿2-/3 и /3-/4:
п C1 E2 C1 • AU2 ,
P --+--f -
2 2
C1 ( E2 + AU2) 2 '
f,
(i3)
где f - частота коммутации схемы.
Подставив уравнение (8) в (13), окончательно получим выражение
P - Lp •\-1-
p I AU
f E2 + AU2 —2""
f -
_LP ■ !0 E2 + AU2 r _ E2 + AU2
J - WLp--ГТГ5 • J -
- W,
Lp
1+rE
AU2
2Л
\AU ,
Lp AU2
2
f - Wl
Lp
1 +
E
U - E
\ ogr
J
f-
J
= Ж
Ьр
ч2Л
1 +
и' -1
■/,
(14)
Ь ■ I2
где Жьр = Ьр 10
2
зитной индуктивности; и = ■
энергия, запасенная в пара-
и
Е
- относитель-
ное значение перенапряжения на транзисторе
т.
На осциллограмме, приведенной ниже (рис. 6), показан закон изменения перенапряжения на паразитной индуктивности L1 без снабберной цепи (т.е. без элементов R1, D1).
Анализируя осциллограмму на рис. 6, можно сделать вывод, что без снабберной цепи максимальное перенапряжение на транзисторе при паразитной индуктивности 0,1 пГн равно
^р = -2,45 В.
Полученные соотношения определяют критерии выбора номинала резистора R1:
1) Условие апериодического разряда (10);
2) Условие разряда С1 за ^2^3) до Е подразумевает выбор постоянной времени т=R1•C1 в несколько (3-6) раз меньше длительности периода t2-з;
3) Условие разряда конденсатора С1 за интервал tз-t4 открытого состояния транзистора до нуля. Разряд конденсатора С1 позволяет улучшить траекторию закрытия транзистора. Выбираем постоянную времени т=R1•C1 в несколько (2-5) раз меньше длительности tз-t4;
4) При выборе конденсатора следует обратить внимание на то, что он должен быть способен работать на частоте f с максимальным рабочим напряжением E+ДU в режиме полного разряда;
5) Конденсатор должен иметь низкое эквивалентное последовательное сопротивление (ESR) не более 100 мОм;
6) Диод снабберной цепи должен быть быстродействующим (время обратного восстановления не более 0,05 мкс) с максимальным рабочим напряжением не менее E+ДU.
РЕЗУЛЬТАТЫ МОДЕЛИРОВАНИЯ
Модель снабберной цепи создана в программном обеспечении LTSpice. Схема модели представлена на рис. 5. В данной модели при назначении номиналов элементов цепи снаббера были использованы расчеты и рекомендации, приведенные выше. Частота работы инвертора принимается равной ^100 кГц.
Для удобного отображения информации осциллограмм выбирается время моделирования 60 мкс.
1-2 10(1
20
1)нг>2
02
N1 ЯРМЗОТМО
•
80*
01
С2
С1 100(1
М1
001ц ■рвогетомэ
11 0.1р
Ри|_5Е<(1 1» «п 9п «п 10и 20и|
и
7 =
Ьр
и
Ьр
- 2,45 -1,27
= 1,92.
КЗ
и
Рис. 5. Электрическая принципиальная схема модели
Если добавить снабберную цепь транзистора M1, осциллограмма перенапряжений будет выглядеть следующим образом (рис. 7).
Анализируя полученную осциллограмму, можно сделать вывод, что включив снабберную цепь с оптимизированными параметрами по методике, представленной выше, и параметрах модели, представленных на рис. 4, удается снизить максимальное значение перенапряжения до величины, равной ULP = -1,27 В.
Взяв отношение полученных перенапряжений, получим:
Таким образом при введении снабберной цепи, удается снизить величину максимального перенапряжения примерно в 2 раза, что увеличивает надежность преобразователя в целом.
1
ВЫВОДЫ
Защитная R-C-VD цепочка, установленная параллельно транзистору, позволяет облегчить коммутацию транзистора и ограничить коммутационные перенапряжения на нем. Энергия из паразитной индуктивности Lр сначала поступает в конденсатор цепочки, а затем выделяется на ее резисторе. Емкость конденсатора выбирается исходя из величин Lр и допустимого уровня перенапряжений А и. и. В
Таким образом, для защиты транзистора от перенапряжений можно воспользоваться описанной защитной R-C-VD цепочкой с элементами, выбранными по вышеприведенным рекомендациям.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Кудинов А. К., Узбеков К. Х., Прядилов А. В. Мощный транзисторный преобразователь для заряда емкостного накопителя энергии // Наука - производству. 2004. № 4. С. 54-56.
2. Данилов В. С., Лукьянов К. С., Моисеев Е. А. Анализ и выбор демпфирующих цепей для мощных импульсных преобразователей // Сборник научных трудов Новосибирского государственного технического университета. 2005. № 4. С. 109-115.
3. Моисеев Е. А. Построение демпфирующих цепей для мощных импульсных преобразователей // Сборник научных трудов Новосибирского государственного технического университета. 2006. № 1. С. 147-152.
4. Угринов П. А. Ограничение напряжения на ключевом транзисторе в однотактных преобразователях напряжения // Силовая электроника. 2004. № 1. С. 62-65.
5. Семенов Б. Ю. Силовая электроника: от простого к сложному // Солон-Р Москва 2001. С 84-86.
6. Грузков С А. Электрооборудование летательных аппаратов: учебник для вузов. В 2 т. Т.1. Системы электроснабжения летательных аппаратов // М.: Издательство МЭИ, 2006. С. 568.
7. Позднов М.В., Прядилов А.В. Основы выбора эмен-тов защитной r-c-vd цепочки на примере импульсного преобразователя постоянного напряжения. // Вектор науки То-льяттинского государственного университета. 2010 № 3. С. 150-154.
ОБ АВТОРАХ
ФАРРАХОВ Данис Рамилевич, ассистент каф. электромеханики. Дипл. маг. по спец. «Электротехника, электромеханика и электротехнологии» (УГАТУ, 2011). Иссл. в обл. систем управления электромеханических преобразователей энергии
ВЕСЕЛОВ Алексей Михайлович, магистрант каф. электромеханики. Дипл. бак. по напр. «Электромеханика» (УГАТУ, 2016). Готовит маг. дисс. о бесподшипниковых синхронных машинах.
Рис. 6. Перенапряжение на транзисторе без снабберной цепи
Рис. 7. Перенапряжение на транзисторе со снабберной цепью
METADATA
Title: Calculation and simulation of snubber circuits by the example of switched-mode DC-DC converter.
Authors: A. M. Veselov1, D. R. Farrahov2
Affiliation:
1 Ufa State Aviation Technical University (UGATU), Russia.
Email: 2 Veselov.A.M@yandex.ru
Language: Russian.
Source: Vestnik UGATU (scientific journal of Ufa State Aviation Technical University), vol. 20, no. 3 (73), pp. 95-100, 2016. ISSN 2225-2789 (Online), ISSN 1992-6502 (Print).
Abstract: According to statistics, the weakest link in any switched-mode voltage converter are power switches, which, if damaged, will cause failure of the whole voltage converter, which may also affect its load, if there is no backup power supply system. The main causes of failure of the power switches are the following factors: overvoltage on power switches of the voltage converter caused by the parasitic inductance; overheating caused by improper use; control system errors, etc. This article discusses the calculation, simulation and analysis of the snubber circuit in hard switching converters, designed to minimize the overvoltage occurring on the power switches during its operation.
Key words: Snubber circuit; switched-mode DC-DC converter; transients.
About authors:
VESELOV, Alexey Mihajlovsch, MSc student, dept. of Electro-mechanics. Dipl. BSc in Electromechanics (UGATU, 2016). Working on mag. diss. on bearingless synchronous machines.
FARRAHOV, Danis Ramilevich, teaching assistant, dept. of Electromechanics. Dipl. MSc in Electromechanics (UGATU, 2011). Research on electrical machines control systems.
