CC BY
33
ф
УДК 621.311.6:621.3.089.2
В. К. Битюков, А. В. Миронов, Н. Г. Михневич, В. А. Петров Работа системы накачки заряда DC-DC преобразователя MAX1759 в режиме повышения напряжения
Проведены исследования пульсаций выходного напряжения и напряжения на летающем конденсаторе при работе микросхемы DC-DC преобразователя MAX1759 с накачкой заряда в режиме повышения напряжения со значениями выходного напряжения 3,6 и 5,2 В при входном напряжении 3,2 В и токах нагрузки в диапазоне 5...100 мА. Анализ полученных результатов показал, что в основу управления накачкой заряда положена работа гистерезисного компаратора. Впервые подробно описан алгоритм работы системы накачки заряда.
Ключевые слова: накачка заряда, понижающе-повышающий DC-DC преобразователь, микросхема, летающий конденсатор, пульсации напряжения, удвоитель напряжения, гистерезисный компаратор.
Введение
Источники вторичного электропитания на базе интегральных DC-DC преобразователей с накачкой заряда находят все более широкое применение в различных мобильных устройствах небольшой мощности, к которым предъявляются высокие требования по величине КПД, малым габаритам и низкой стоимости. Микросхемы для таких источников питания выпускают ведущие зарубежные производители электронных компонентов. Микросхемы DC-DC преобразователей с накачкой заряда последнего поколения применяются в сотовых телефонах, устройствах беспроводной о связи, ноутбуках и карманных компьютерах т-- различного назначения, а также другой аппа-z ратуре, где место для печатной платы ограничено, а уменьшение площади кремния очень
0 у-,
ь важно. В связи с происходящим переходом электроники от 5 В к более низкому напряже-гс нию 3,3 или даже 1,2 В и существенным умень-^ шением КПД при понижении напряжения Ф DC-DC преобразователей с широтно-импуль-¡55 сной модуляцией актуальна проблема созда-
1 ния комбинированных источников вторичного электропитания, состоящих из DC-DC пре-
о образователей с накачкой заряда и линейных
g стабилизаторов с малым падением напряже-£ ния [1, 2].
m Однако научной литературы о принци-
пах построения и схемных решениях имеющихся DC-DC преобразователей с накачкой см заряда мало, а имеющиеся публикации не ох-
w © Битюков В. К., Миронов А. В., Михневич Н. Г., - Петров В. А., 2017
ватывают все типы преобразователей. Особенно мало сведений по микросхемам, позволяющим получить стабилизированное выходное напряжение как в режиме повышения, так и в режиме понижения напряжения батарей, как правило, являющихся первичными источниками электропитания. Отметим, что таких микросхем также крайне мало: микросхема MCP1252/3 (Microchip Technology), микросхема MAX1759 (Maxim Integrated Products) и микросхема LTC3245 компании Linear Technology [3-5].
К сожалению, приводимые в описаниях этих микросхем основные технические характеристики и параметры не являются полными и охватывают не все области их применения, а упрощенные блок-схемы не дают информации об алгоритме их работы. К примеру, для микросхемы MCP1252/3 зависимость выходного напряжения от входного дана лишь для одного номинального значения выходного напряжения, равного 3 В, хотя микросхема позволяет регулировать выходное напряжение в диапазоне 1,5...5,5 В. Причем эта зависимость дана для лишь для микросхемы MCP1252, имеющей тактовую частоту переключения 650 кГц, а для микросхемы MCP1253 того же семейства, имеющей частоту переключения 1 МГц, данные не приведены вовсе. Аналогичная ситуация имеет место с другими характеристиками, например, с КПД, реакцией на ступенчатое изменение нагрузки, пульсациями выходного напряжения.
В журнальных статьях и другой периодической литературе сведения о методах исследований и результатах изучения всего комплек-
са характеристик DC-DC преобразователей с накачкой заряда отсутствуют.
Все это подтверждает наличие потребности в экспериментальном определении полного объема характеристик микросхем DC-DC преобразователей с накачкой заряда и выяснении алгоритма их работы. В связи с необходимостью получения большого количества экспериментальной информации для проведения исследований требовалось создать аппаратуру, позволяющую получать входные напряжения в нужном диапазоне, изменять сопротивление нагрузки для получения токов до 100 мА в различных режимах и обеспечивать возможность быстрого ступенчатого изменения сопротивления нагрузки. Такие исследования можно было провести только на автоматизированном стенде с использованием современной измерительной техники. По этим причинам первой важнейшей задачей стала разработка метода таких исследований и создание аппаратуры для его реализации. Решение этой задачи и некоторые результаты исследований работы микросхемы MAX1759 в режиме понижения напряжения приведены в статьях [6, 7]. В настоящей статье отражены результаты исследований работы системы накачки заряда MAX1759 в режиме повышения напряжения. Объект исследований
В соответствии с технической документацией [4] малогабаритная микросхема MAX1759, обладающая уникальной архитектурой накачки заряда, позволяет получать стабилизированное регулируемое выходное напряжение Uout в диапазоне 2,5.. .5,5 В при токе нагрузки до 100 мА и любых значениях входного напряжения Uin в диапазоне 1,6.5,5 В. Микросхема является DC-DC преобразователем, стабилизирующим выходное напряжение при изменении входного напряжения в диапазоне как выше, так и ниже выходного. Данное свойство весьма важно, например, при использовании в качестве источника питания различной малогабаритной аппаратуры батарей Li+, в течение срока службы изменяющих свое напряжение от 3,6 до 1,5 В. Для того чтобы получать на выходе DC-DC преобразователя напряжение 3,3 В, требуется понижающий преобразователь, а при снижении напряжения
батареи ниже 3,3 В - повышающий преобразователь. Уникальные возможности поддержания выходного напряжения ниже или выше входного напряжения достигаются применением оригинальной схемы управления, реализующей либо режим регулируемого удвоителя напряжения (им < иои: ), либо ключевой режим (ум > иои: ), в зависимости от входного напряжения и тока нагрузки.
К сожалению, алгоритм работы микросхемы в режимах понижения или повышения входного напряжения в документации не описан. Из функциональной схемы МАХ1759, представленной в работе [4] и показанной на рис. 1, следует, что в системе регулирования имеется компаратор, который сравнивает опорное напряжение 1,235 В с частью напряжения резистивного делителя, подключенного параллельно сопротивлению нагрузки. Отмечено, что когда иш ниже, чем иои(, накачка заряда работает как регулируемый повышающий ступеньками удвоитель напряжения, а когда иш больше, чем иои1 - как понижающий напряжение управляемый импульсами ключ. Указано, что в последнем случае, если ток нагрузки мал, контроллер соединяет отрицательный полюс передающего заряд конденсатора с «землей», а заряд переносится путем попеременного подключения этого конденсатора к входному и выходному напряжению. Однако так происходит не всегда. В случае больших токов нагрузки такой режим не позволяет получать нужные величины иои{ , и, несмотря на то, что иш > иои(, контроллер автоматически переводит схему накачки в режим повышения напряжения.
Эти общие замечания не подкреплены какими-либо численными характеристиками токов нагрузки и выходных напряжений. Формы сигналов выходного напряжения в рабо- — те [4] даны лишь для одного значения вход- I ного напряжения при одном значении тока 8 нагрузки. В этой связи цель настоящей рабо- $2 ты - совместные исследования форм перемен- ^ ных составляющих напряжения на летающем те конденсаторе илу и выходного напряжения |
тт 0
иоШ в режимах повышения напряжения и рас- ^ шифровка алгоритма работы микросхемы на ¡й основе полученных результатов. ^
ф
CXN7&
IN_ 3,4
PGND_ 6
SIS2
СХР
У1/1У1Х1/И
МАХ1159
BUCK-BOOST CONTROL
SHDN BIAS 1,5 МНг
2 05С
о см
Рис. 1. Функциональная диаграмма работы микросхемы MAX1759 [4]
<
I
о га
s |
0 ^
со
<я
1
о.
ф
о
и
V
со
см ■ci-io
о ■
см ■ci-io см
(П (П
Методика измерений
Достаточно подробно методика измерений описана в статье [6]. Дополнительно надо отметить, что в настоящей работе формы переменных составляющих иоШ и Ufly регистрировались осциллографом GDS-72202 компании GW instek с использованием программного обеспечения FreeWave. Хотя эта программа позволяет выводить на экран монитора компьютера до десяти форм различных сигналов, для удобства анализа в экспериментах обычно регистрировались три пары значений указанных напряжений. Кроме того, имела место значительная временная нестабильность форм регистрируемых сигналов, выражающаяся в колебаниях форм осциллограмм по оси времени, а также наличие на осциллограммах очень узких пиков, что наглядно отображено на рис. 2, где при регистрации форм выходного
напряжения был использован режим послесвечения со временем накопления 6 с. Результаты были получены при ип = 3,6 В, иои, = 5,2 В и значении тока нагрузки 40 мА. Нестабильность работы микросхемы и отдельные пики выходного напряжения показаны и на рисунках в документации микросхемы [4].
Для обеспечения высокого качества регистрации сигналов в настоящей статье использованы имеющиеся в осциллографе GDS-72202 возможности усреднения, цифровой фильтрации и однократного запуска. Получающиеся при этом формы сигнала достаточно легко анализировать. Это показано на рис. 3 для того же режима, который представлен на рис. 2.
Для исследования работы микросхемы MAX1759 в режиме повышения напряжения для регистрации форм сигналов было выбра-
Рис. 2. Переменная составляющая напряжения П^ , зарегистрированная с использованием режима послесвечения
Рис. 3. Переменная составляющая напряжения иш , зарегистрированная с использованием усреднения и цифровой фильтрации при однократном запуске осциллографа
но два режима, отличавшихся величинами выходных напряжений. При входном напряжении Uin = 3,2 В для различных токов нагрузки были зарегистрированы формы сигналов при выходном напряжении, равном 3,6 и 5,2 В. Результаты экспериментов Режим Uin = 3,2 В; Uout = 3,6 В. Формы переменных составляющих сигналов регистрировались в стационарных условиях работы DC-DC преобразователя с разными токами нагрузки, установленными в диапазоне 5.106 мА. Цифровая фильтрация не использовалась, усреднение составляло 256 значений.
На каждом из приведенных далее рисунков показаны по три пары этих сигналов. Если цена деления заранее не оговорена, то для сигнала и^ она везде составляет 1 В, а для иоШ - 50 мВ. Цены деления по оси времени на каждом рисунке были одинаковыми, но от рисунка к рисунку уменьшались. Их значения приведены в подписях к рисункам.
На рис. 4 видны узкие провалы в сигналах и^1у и соответствующие им быстрые подъемы напряжения иоШ. Однако из-за большой цены деления по времени на рисунке невозможно увидеть детали процесса разряда летающего конденсатора и заряда выходного
Рис. 4. Переменные составляющие (50 мкс/дел) напряжений и и ПоШ при ипп = 3,2 и иш = 3,6 В и различных токах нагрузки: 1, 2 - 5,1 мА; 3, 4 - 12,2 мА; 5, 6 - 18,3 мА
'fly
те
X Ф
ч
те Q.
те
о о.
£ V
ц
(Ч
г-^
о см
тО!
Ф
конденсатора. Для того чтобы это увидеть, на рис. 5 с ценой деления по времени, равной 1 мкс, эти процессы показаны более детально. Видно, что первый разряд летающего конденсатора длится примерно 330 нс, затем следует его заряд примерно той же продолжительности по времени, и опять наступает разряд той же продолжительности. Видно, что после первого разряда летающий конденсатор не успевает зарядиться до исходного значения. После второго разряда (см. рис. 4) летающий конденсатор постоянно подключен к входному напряжению, и напряжение и^у постепенно выходит на установившееся значение. Следующий разряд летающего конденсатора наступает после
уменьшения выходного напряжения на определенную величину. Видно, что размах колебаний иоШ от пика до пика составляет примерно 100 мВ, в то время как напряжение и^у при разряде уменьшается примерно на 1,5 В. По мере увеличения тока нагрузки частота, с которой заряжается выходной конденсатор, увеличивается. Отметим, что выходное напряжение иш за время двух циклов разряд-заряд летающего конденсатора изменялось немонотонно (см. рис. 5).
На рис. 6 показано, что при регистрации с разрешением 10 мкс/дел уже заметны два цикла разряд-заряд летающего конденсатора С^у. С увеличением тока нагрузки от 26 до
Рис. 5. Формы переменных составляющих П^ (500 мВ/дел) и (50 мВ/дел) при ип = 3,2 и Пои1: = 3,6 В и токе нагрузки 5,1 мА в увеличенном масштабе по времени (1 мкс/дел)
Рис. 6. Переменные составляющие (10 мкс/дел) напряжений Щ1у и ПоШ при ипп = 3,2 и ПоШ = 3,6 В и различных токах нагрузки: 1, 2 - 26 мА; 3, 4 - 33 мА; 5, 6 - 39 мА
39 мА периоды изменения иоШ и и^ уменьшаются от 30 до 20 мкс.
При дальнейшем увеличении тока нагрузки (рис. 7 и 8) характер изменения иои, и и^у остается тот же. На рис. 9 показано, что при токе нагрузки 106 мА величины всплесков напряжений во время разрядов летающего конденсатора меньше, чем при значении 5 мА (см. рис. 5). Период пульсаций иоШ по мере увеличения тока нагрузки от 5 до 106 мА уменьшается от 150 до 7,1 мкс, а амплитуда пульсаций -примерно от 100 до 80 мВ.
Режим ип = 3,2 В; Vои1 = 5,2 В. В этом режиме повышения напряжения, как и в предыдущем, микросхема работает в режиме
удвоителя, однако разница между удвоенным входным и выходным напряжением меньше. Некоторые из полученных результатов показаны на рис. 10-14. Если цена деления заранее не оговорена, то для сигнала и^ она везде составляет 500 мВ, а для иоШ - 50 мВ.
Из-за большой цены деления по времени на рис. 10 плохо видны изменения иоШ и и^у в процессах разряда и заряда летающего конденсатора, поэтому на рис. 11 этот процесс показан в увеличенном масштабе. Видно, что при наименьшем значении тока нагрузки 5,8 мА происходит два цикла разряда-заряда С/у. Аналогичные два цикла сохраняются при увеличении тока нагрузки до 73 мА
Рис. 7. Переменные составляющие (5 мкс/дел) напряжений Щ1у и ПоШ при ипп = 3,2 и иш = 3,6 В и различных токах нагрузки: 1, 2 - 47 мА; 3, 4 - 56 мА; 5, 6 - 63 мА
'/'у
Рис. 8. Переменные составляющие (2 мкс/дел) напряжений и и иои1. при ип = 3,2 и иоШ = 3,6 В и различных токах нагрузки: 1, 2 - 93 мА; 3, 4 - 98 мА; 5, 6 - 106 мА
те
X Ф
ч
те Q.
те
о о.
£
ф ц
(Ч
г-^
о см
тО!
Ф
—Л
.......... Г
/
Рис. 9. Переменные составляющие (500 мВ/дел) и (50 мВ/дел) при Пы = 3,2 и Пои1 = 3,6 В и токе нагрузки 106 мА в увеличенном масштабе по времени (1 мкс/дел)
ги- 6К — г — Г !
п Г1 г"" 1 г
К! Г
\....... г- \
ч
Рис. 10. Переменные составляющие (20 мкс/дел) напряжений Щу и ПоШ при П,„ = 3,2 и ПоШ = 5,2 В и различных токах нагрузки: 1, 2 - 5,8 мА; 3, 4 - 10,5 мА; 5, 6 - 18 мА
1>- -Л
/
2к ..........|.........{.......... \ ..........|..........!..........
-
Рис. 11. Переменные составляющие П^ (200 мВ/дел) и ПоШ (20 мВ/дел) при Пы = 3,2 и ПоШ = 5,2 В и токе нагрузки 5,8 мА в увеличенном масштабе по времени (2 мкс/дел)
Рис. 12. Переменные составляющие (5 мкс/дел) напряжений V'ру и ПоШ при ипп = 3,2 и иш = 5,2 В и различных токах нагрузки: 1, 2 - 26 мА; 3, 4 - 33 мА; 5, 6 - 40 мА
Рис. 13. Переменные составляющие (2 мкс/дел) напряжений и/'у и иш при различных токах нагрузки: 1, 2 - 73 мА; 3, 4 - 85 мА; 5, 6 - 88 мА
Рис. 14. Переменные составляющие (2 мкс/дел) напряжений и/ и Пои1 при ипп = 3,2 и Пои1 = 5,2 В и различных токах нагрузки: 1, 2 - 93 мА; 3, 4 - 98 мА; 5, 6 - 106 мА
/'у
те
X V
ч
те Q.
те
о
.
£
ф ц
(Ч
| Электроника. Радиотехника | -
(см. рис. 12 и 13). При токе нагрузки 85 мА наряду с двойными циклами разряд-заряд появляются и тройные, а начиная с 88 мА и до максимального тока нагрузки 106 мА каждый разряд-заряд состоит из трех циклов. Период пульсаций иоШ по мере увеличения тока нагрузки от 5,8 до 106 мА уменьшается от 84 до 6,2 мкс, а амплитуда пульсаций составляет примерно 70 мВ.
Сравнение рис. 11 и 14 показывает, что при значении тока нагрузки 106 мА величины всплесков напряжений иоШ во время разрядов летающего конденсатора меньше, чем при токе нагрузки 5,8 мА. Анализ результатов
Из полученных результатов, часть которых отражена на рис. 4-14, следует, что в режиме повышения напряжения микросхема МАХ1759, работая в режиме удвоителя напряжения, при любых значениях тока нагрузки имеет два вида пульсаций выходного напряжения. Пульсации первого вида, имеющие различную частоту, зависящую от тока нагрузки, обусловлены схемой стабилизации выходного напряжения. В соответствии с имеющейся в работе [4] функциональной диаграммой часть выходного напряжения, снимаемая с де-
0 лителя этого напряжения, сравнивается ком-
т-" паратором с опорным напряжением 1,235 В,
01
^ и результат этого сравнения поступает на >1 осциллятор, имеющий частоту 1,5 МГц. Ос-£ циллятор связан с модулем управления, осу-^ ществляющим переключения ключей, управ-| ляющих подсоединением летающего конденсатора емкостью 0,33 мкФ к входному или ^ выходному напряжению, точнее, к имеющимся ся на входе и выходе конденсаторам емкостью 10 мкФ.
о.
а- Время первого цикла разряд-заряд лета-
о ющего конденсатора составляло около 660 нс
| (см. рис. 5, 9 и 11), причем в этом цикле время
53 разряда было равно времени заряда, т. е. при-
ф
со мерно по 330 нс. Время второго разряда так-
^ же составляло 330 нс, а время второго заряда
ю определить по этим рисункам нельзя, посколь-
™ ку при втором заряде летающий конденсатор
8 оставался надолго подключенным к входному
ю напряжению. Но при больших токах нагрузки
— (больше 85 мА) и большой разнице входного
и выходного напряжения (3,2 и 5,2 В соответственно) двух циклов разряд-заряд летающего конденсатора не хватало для выведения выходного напряжения на нужный верхний уровень и требовалось три таких цикла (см. рис. 13, 14). Для таких режимов второй заряд летающего конденсатора и его третий разряд составляли также по 330 нс.
Таким образом, результаты экспериментов показали, что цикл разряд-заряд по времени составлял 660 нс, что соответствует указанной в документации [4] тактовой частоте осциллятора /0с микросхемы, равной 1,5 МГц. Значит, в течение половины периода импульсов осциллятора конденсатор разряжается, а в течение второй половины периода заряжается.
На основе полученных результатов по формам сигналов иои1 и и/у и приведенной на рис. 1 функциональной схемы можно представить алгоритм работы системы управления МАХ1759 в режиме повышения напряжения, показанный на рис. 15. В основе этого алгоритма лежит работа гистерезисного компаратора, который, как известно, имеет два порога срабатывания. Один порог имеет место при превышении опорного напряжения иг::Г на заданную величину АиИуя1, другой - при уменьшении напряжения ниже иге/ на заданную величину АиИух2. Согласно полученным результатам, величины этих двух порогов одинаковы АиИуЛ = Ликух2 = ЛЦ^. Компаратор сравнивает значение напряжения в цепи обратной связи и/ь, снимаемое с резистивного делителя напряжения, подключенного параллельно нагрузке, с пороговыми значениями. При включении микросхемы компаратор переходит в режим работы удвоителя напряжения, летающий конденсатор подключается к входному напряжению ип параллельно с входным конденсатором Сп и заряжается. Затем он последовательно с входным напряжением ип подключается к выходному конденсатору СоШ, и суммарное напряжение, состоящее из входного напряжения и напряжения на летающем конденсаторе, подается на выход микросхемы. После этого компаратор сравнивает напряжение обратной связи и/Ь с величиной нижнего порога срабатывания (иге/ - Аи^).
Перенос заряда
от Цп к
\
Подключение (Щп + С^у) к Сош
^Да
|Нет
Перенос заряда
от (Ц„ + Щ) к СоШ
Рис. 15. Алгоритм работы микросхемы МАХ 1759 в режиме повышения напряжения
Если величина Цбольше нижнего порога срабатывания компаратора, то летающий конденсатор вновь подключается к входному напряжению.
Когда величина П^ становится равной нижнему порогу срабатывания (Ц^- - ЛЦу), тактовые импульсы осциллятора начинают проходить в систему управления, и в течение половины периода первого тактового импульса, т. е. за время ^ = 1/(2/тс), летающий конденсатор разряжается. Гистерезисный компаратор теперь начинает контролировать превышение верхнего порога срабатывания (иге/ + ЛЦ^). Если напряжение обратной связи после первого разряда меньше верхнего порога, то ле-
тающий конденсатор вновь подключается к входному напряжению и заряжается в течение второй половины первого тактового импульса. Затем он вместе с входным напряжением подключается к выходному конденсатору и в течение первой половины второго тактового импульса разряжается. Если после этого напряжение обратной связи станет равным или больше напряжения верхнего порога срабатывания компаратора, то компаратор отключает прохождение тактовых импульсов в систему управления и вновь начинает контролировать снижение напряжения обратной связи до нижнего порога его срабатывания. Если же и после второго разряда будет оставаться меньше, чем (Цге/ + ^и^), компаратор пропустит в систему управления импульсы третьего цикла.
В режимах, представленных в настоящей работе, максимальное число циклов оказалось равным трем. После превышения напряжением обратной связи Ц^ величины (иге/ + Аику!,) компаратор прекращает пропуск тактовых импульсов в систему управления, а летающий конденсатор остается подключенным к входному напряжению. В таком состоянии он будет находиться до тех пор, пока напряжение обратной связи вновь не станет равным и/ь = (иге£- ЛЦу), т. е. нижнему порогу срабатывания гистерезисного компаратора. После этого происходит возобновление полного цикла управления работой микросхемы.
Необходимо отметить, что на временных зависимостях выходного напряжения иоШ, наряду с пульсациями, обусловленными работой гистерезисного компаратора, всегда присутствуют более высокочастотные пульсации. Из-за большой цены деления осциллографа их не всегда можно заметить. Последнее обычно имеет место в документации на микросхемы [3-5]. В этой документации в лучшем случае на участке повышения иоШ можно увидеть лишь небольшой всплеск, состоящий из острых максимума и минимума. В настоящей статье этим пульсациям уделено большее внимание (см. рис. 7, 8, 12-14, в увеличенном масштабе - рис. 5, 9 и 11). Согласно рис. 5, 9, 11, острые максимумы в иоШ соответствуют началу разрядов летающего конденсатора, а их
та
X ф
Ч та о.
та
О О.
£
ф ц
(Ч
ф
о см
<
I
о те
s
о ^
со те г о. ф
о
острые минимумы - окончанию его разряда и началу заряда.
Кроме этих двух пиков есть еще пики меньшей амплитуды. Проведенные измерения показали, что амплитуда пиков при Uin = 3,2 и Uout = 3,6 В отличается от амплитуды при Uin = 3,2 и Uout = 5,2 В. Причина происхождения этих более высокочастотных пульсаций в настоящее время не ясна. Компоновка печатной платы авторов данной статьи в основном соответствовала рекомендациям [4]. В качестве выходного конденсатора Cout = 10 мкФ был использован рекомендованный производителем микросхемы керамический конденсатор компании TDK, имеющий низкое эквивалентное последовательное сопротивление, величина которого меньше 10-2 Ом при частотах до 2 МГц и меньше 10-1 Ом при частотах до 100 МГц. Заключение
Проведенные исследования микросхемы MAX1759 показали, что в основу управления накачкой заряда положена работа гистере-зисного компаратора. Величина гистерезиса и частота пульсаций выходного напряжения зависят от величин входного и выходного напряжений. Времена разряда и заряда в каждом цикле равны 330 нс, что соответствует тактовой частоте осциллятора, равной 1,5 МГц. Для повышения выходного напряжения от нижнего до верхнего порога гистерезиса в исследованных в работе режимах требовалось два или три цикла разряд-заряд летающего конденсатора.
Наряду с пульсациями, обусловленными работой гистерезисного компаратора, в процессе передачи заряда от летающего конденсатора к выходному имеют место более высокочастотные всплески выходного напряжения. Для выяснения их происхождения требуются дополнительные исследования.
Представленные в статье результаты исследований получены в рамках выполнения государственного задания Минобрнауки России (Задание № 8.5577.2017/БЧ на выполнение проекта по теме «Исследование шумовых характеристик и пульсаций микросхем мобильных источников вторичного электропитания.»). Список литературы
1. Kularatna N., Kankanamge K. Supercapaci-tors Enhance LDO Efficiency. Part 1: Low Noise Power Supplies // Power Electronics. 2011. April 1. P. 7.
2. Kularatna N., Kankanamge K. Supercapaci-tors Enhance LDO Efficiency, Part 2: Implementation Issues // Power Electronics. 2011. May 1. P. 5.
3. Low Noise, Positive-Regulated Charge Pump MCP1252/3. Datasheet DS2175A. Microchip Technology. 2002. P. 18.
4. Buck/Boost Regulating Charge Pump in /MAX, MAX1759. Datasheet 19-1600. Maxim Integrated Products. 2000. P. 10.
5. Wide VIN Range, Low Noise, 250 mA Buck-Bust Charge-Pump LTC3245, Datasheet 3245a. Linear Technology. 2013. P. 18.
6. Битюков В.К., Иванов А.А., Миронов А.В., Михневич Н.Г., Перфильев В.С., Петров В.А. Исследование характеристик микросхем источников вторичного электропитания с накачкой заряда // Радиотехника. 2017. № 2. С.126-134.
7. Битюков В.К., Иванов А.А., Миронов А.В., Михневич Н.Г., Перфильев В.С., Петров В.А. Стенд для исследования характеристик микросхем источников вторичного электропитания с накачкой заряда // Российский технологический журнал. 2016. Т. 4. № 3 (12). С.37-52.
Поступила 09.03.17
и ф
со
см ■ci-io о
I
см ■ci-io см
(П (П
Битюков Владимир Ксенофонтович - доктор технических наук, профессор, заведующий кафедрой теоретической радиотехники и радиофизики Московского технологического университета (МИРЭА), г. Москва. Область научных интересов: физика и схемотехника устройств радиоэлектроники и методы и средства бесконтактного контроля их теплового состояния.
Миронов Андрей Валерьевич - аспирант кафедры теоретической радиотехники и радиофизики Московского технологического университета (МИРЭА), г. Москва.
Область научных интересов: мобильные источники вторичного электропитания с накачкой заряда.
Михневич Николай Григорьевич - заведующий лабораторией кафедры теоретической радиотехники и радиофизики Московского технологического университета (МИРЭА), г. Москва.
Область научных интересов: мобильные источники вторичного электропитания, автоматизация экспериментальных исследований.
Петров Вадим Александрович - доктор технических наук, профессор, профессор кафедры теоретической радиотехники и радиофизики Московского технологического университета (МИРЭА), г. Москва.
Область научных интересов: мобильные источники вторичного электропитания, автоматизация экспериментальных исследований, теплофизические и терморадиационные характеристики материалов.
Charge pump system operation of DC-DC converter MAX1759 in the voltage boost mode
The study tested output voltage pulsations and pulsations of voltage on a flying capacitor when MAX1759 integrated circuit of DC-DC converter is pumped in a voltage boost mode with an output voltage of 3.6V and 5.2V at an input voltage of 3.2V and a load current in the range of 5...100 mA. The analysis of the results obtained shows that the hysteresis comparator is the basis for the charge pump control. The algorithm for operating the charge pump system is described for the first time in detail.
Keywords: charge pump, up/down DC-DC converter, integrated circuit, flying capacitor, voltage pulsations, voltage doubler, hysteresis comparator.
Bityukov Vladimir Ksenofontovich - Doctor of Engineering Sciences, Professor, Head of the Department of Theoretical Radio Engineering and Radiophysics, Moscow Technological University (MIREA), Moscow.
Science research interests: physics and circuit technology radio electronic devices, methods and means of contactless control of their thermal state.
Mironov Andrey Valerevich - post-graduate student of the Department of Theoretical Radio Engineering and Radio-
physics, Moscow Technological University (MIREA), Moscow.
Science research interests: mobile sources of secondary power supply with charge pump.
Mikhnevich Nikolay Grigorevich - Head of the Laboratory of the Department of Theoretical Radio Engineering and Radiophysics, Moscow Technological University (MIREA), Moscow.
Science research interests: mobile sources of secondary power supply, automation of experimental research.
Petrov Vadim Aleksandrovich - Doctor of Engineering Sciences, Professor, Head of the Department of Theoretical Radio Engineering and Radiophysics, Moscow Technological University (MIREA), Moscow.
Science research interests: mobile sources of secondary power supply, automation of experimental research, thermal and physical properties of materials.
