CC BY
9УДК 621.396.96
В. Т. Ермолаев, А. Г. Флаксман, В. Ю. Семенов
Нижегородский государственный университет им. Н. И. Лобачевского
Пропускная способность системы мобильной связи с частотно-сканирующей антенной решеткой
W W ^
в пространственном канале с угловой дисперсией
Рассмотрена широкополосная система сотовой связи с использованием ортогонального частотного мультиплексирования, на базовой станции которой используется антенная решетка с частотным сканированием. Найдены вероятность битовой ошибки и эффективная пропускная способность указанной системы в условиях многолучевого канала распространения сигнала с угловой дисперсией. Проведено сравнение пропускной способности системы с частотно-сканирующей антенной решеткой и с секторной антенной, обычно используемой на базовой станции.
Система сотовой связи, антенная решетка, частотное сканирование, пропускная способность, вероятность битовой ошибки, релеевские замирания сигналов, угловая дисперсия сигнала
Актуальной проблемой для современных систем мобильной связи и беспроводного Интернета является увеличение пропускной способности (ПС) при высоком качестве передачи информации, т. е. низком уровне вероятности битовой ошибки (bit error rate - BER). Для решения указанной проблемы предлагается использовать 16- и 64-ричные квадратурные амплитудные модуляции сигнала (16-КАМ и 64-КАМ) в сочетании с технологией ортогонального частотного мультиплексирования (orthogonal frequency division multiplexing - OFDM) [1].
Для применения указанных видов модуляции базовая станция (БС) должна обеспечить достаточно высокий уровень отношения "сигнал/шум" (ОСШ) на входе приемника пользователя (абонента). Это возможно при применении антенной решетки (АР) с большим усилением вместо секторной антенны, имеющей малое усиление. Возможность использования многолучевой АР, когда угловой сектор ответственности БС перекрывается несколькими фиксированными лучами, рассматривалась, например, в [2], [3]. Однако при этом каждый антенный луч должен быть связан с отдельными передающим и приемным устройствами, что при достаточно большом числе лучей может существенно усложнить систему.
Альтернативным подходом к увеличению ПС является использование на БС частотно-сканирующей (ЧС) АР в сочетании с OFDM-технологией. Для ЧС АР характерна однозначная зависимость максимума диаграммы направленности (ДН) от частоты. Использование ЧС АР в OFDM-системах мобильной связи имеет особенность [4]. Для передачи и приема сигналов применяется набор ортогональных частот (поднесущих) [1]. Поэтому, если пользователи находятся на разных направлениях в азимутальном секторе ответственности БС (обычно 120°), то им будут сопоставлены разные поднесущие. Принятый ЧС АР на БС от пользователя сигнал пропускается через набор фильтров для измерения его частоты и выделения участка спектра с наибольшей спектральной плотностью мощности. При использова-
* Работа выполнена в рамках ФТНЦП "Научные и научно-педагогические кадры инновационной России" (Государственные контракты № 02.740.11.0003 и № 02.740.11.0163).
© Ермолаев В. Т., Флаксман А. Г., Семенов В. Ю., 2011 49
Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2011. Вып. 2======================================
нии этого участка на БС обеспечивается передача информации пользователю даже при отсутствии прямой видимости между ним и БС, что весьма важно для систем мобильной связи, работающих в условиях многолучевого распространения сигналов. Таким способом ЧС АР реализует одновременную передачу данных нескольким пользователям, находящимся на разных азимутальных направлениях в секторе ответственности.
В городских условиях характерно многолучевое распространение сигналов, обусловленное наличием большого числа рассеивателей. Поэтому сигнал имеет угловую дисперсию, а его источник следует считать пространственно протяженным. Существуют различные модели пространственного канала с угловой дисперсией: модель Кларка, гауссовская и лапласовская модели, 3ОРР-модель и др. [5], [6]. Наиболее полной из них является стандартизованная 3ОРР-модель [6], однако она достаточно сложна и не дает возможности аналитического исследования характеристик системы. Гауссовская модель, в соответствии с которой угловое распределение принимаемой мощности описывается гауссовской кривой, более проста и в то же время дает достаточно хорошее совпадение с экспериментальными результатами [5].
В настоящей статье получены приближенные аналитические выражения для БЕЯ и ПС системы мобильной связи, построенной на основе ЧС АР, при аппроксимации главного луча ДН АР гауссовской кривой и линейной зависимости между угловым направлением максимума главного луча ДН и частотой. Канал с угловой дисперсией описан гауссовской моделью [5]. Проведено сравнение результатов с аналогичными характеристиками системы связи, использующей секторную антенну на БС; выполнено сравнение ПС системы для 3ОРР-модели источника сигналов и точечного источника.
Принцип частотного сканирования. Особенностью частотно-сканирующей антенны является зависимость пространственного положения главного луча ДН от частоты. Такая антенна представляет собой эквидистантную линейную решетку излучателей со встроенной в фидерный тракт замедляющей системой, которая определяет зависимость направления максимума ДН от частоты. Если амплитудное распределение сигнала вдоль ^-элементной АР равномерно, а его фазовое распределение задано линейной функцией, то нормированная по мощности ДН имеет следующий вид [7]:
где 0 - угол, отсчитываемый от нормали к АР; N - количество излучателей АР; k = 2л/Х -
волновое число (к - длина волны); d - расстояние между соседними излучателями; - безразмерный параметр, определяющий линейный закон фазового возбуждения АР. В частности, разность фаз между соседними элементами АР равна kd
Из (1) следует, что максимум главного луча ДН направлен под углом 90 = arcsin В ЧС АР направление 0q максимума излучения определяется равенством фазовой задержки возбуждения kdфазовой задержке в фидере между двумя соседними элементами АР ßY ±2nn (ß, Y- волновое число и длина фидера соответственно) [8]. Параметры фидера и АР выбираются так, чтобы обеспечить необходимую зависимость угла 0о от частоты f. В 50
(1)
======================================Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2011. Вып. 2
большинстве случаев в рабочем секторе углов эту зависимость можно приближенно считать линейной функцией вида 00 (/) « а (/ - /н ), где коэффициент а характеризует угло-частотную зависимость АР, а /н - частота сигнала, для которой направление максимума
ДН совпадает с направлением нормали к АР.
Таким образом, ДН ЧС АР (1) является функцией двух независимых переменных: ^ (9, /). Это свойство сохраняется и при неравномерном распределении амплитуды сигнала вдоль АР. Функция ^ (9, /) также имеет смысл частотной передаточной функции АР как
частотно селективного устройства (фильтра). Действительно, если спектр передаваемого абонентом широкополосного сигнала равномерен, то спектр принятого БС определяется частотной передаточной функцией ^ (9, /). Аналогично, если БС передает сигнал с равномерным спектром, то абонент, находящийся в направлении угла 9, примет сигнал, спектр которого определяется функцией ^ (9, /).
Передача сигнала на линии между абонентом и базовой станцией. Рассмотрим широкополосную систему мобильной связи, использующую ортогональное частотное мультиплексирование сигналов (ОРБМ-система) [1]. Будем считать, что на БС имеется ЧС АР, а абоненты оснащены обычными антеннами, которые считаем всенаправленными. Многолучевое распространение сигнала в канале вызывает временную дисперсию, при широкополосном сигнале приводящую к частотной селективности канала. ЧС АР также обладает частотной селективностью. Поэтому пространственный канал и АР в совокупности представляют составной частотно-селективный канал. Это означает, что основные принципы построения ОББМ-системы - частотное разделение абонетов и оценивание канальных коэффициентов передачи в частотной области - применимы при использовании ЧС АР.
В системе связи с ЧС АР передача информации отдельному абоненту возможна не во всей рабочей полосе частот, а только в той ее части, где усиление АР превышает некоторую заданную величину. При этом нет необходимости в оценке углового положения абонента: достаточно измерить энергетический спектр принятого от абонента широкополосного сигнала и выделить участок (или участки) с высокой спектральной плотностью мощности. При любом расположении абонента в секторе ответственности и любой угловой дисперсии сигнала всегда найдутся частоты с высоким антенным усилением и, следовательно, высоким ОСШ. Если в секторе ответственности имеется несколько абонентов, расположенных в различных направлениях, то каждому можно выделить соответствующие спектральные компоненты, что будет обеспечивать одновременную передачу сигналов всем абонентам.
Многолучевой характер распространения сигнала приводит также к угловой дисперсии последнего. Пусть Р(9) - угловое распределение принимаемой мощности в пространственном канале с угловой дисперсией. Тогда дисперсия описывается сверткой нормированной по мощности ДН АР ^ (9, /) и Р (9): Б (9, /) = ^ (9, /) ® Р (9). При этом реальный источник сигнала можно заменить точечным источником с угловым положением 9, считая, что антенна имеет ДН по мощности Б (9, /).
После операции демультиплексирования принятый на 1-й частоте / сигнал представим в виде
у {А ) = 7 ОР (/ у Б (е, /) И (/ ) с (/ ) + л (/ ), (2)
где О - коэффициент усиления АР в максимуме ДН; Р (/ ) - излучаемая мощность; И (/) - коэффициент передачи канала на частоте /; с (/ ) - принятый информационный символ единичной амплитуды; п (/) - "белый" гауссовский шум с нулевым средним и дисперсией а0.
Коэффициент передачи И (/ ) учитывает ослабление сигнала на линии между БС и
абонентом, медленные замирания, связанные с затенением из-за крупных объектов (например, зданий), расположенных между на этой линии, и быстрые замирания, связанные с многолучевым распространением. Представим его в виде
И(/) = И (/ ) И2И3 (/), (3)
где И (/) - коэффициент ослабления сигнала; И2 - случайная величина, описывающая
медленные замирания, имеющая логнормальное распределение со средним значением, равным единице, слабо зависящая от частоты; И3 (/) - случайная комплексная величина с
релеевским распределением модуля и равномерным распределением фазы, которая описывает быстрые замирания сигнала из-за наличия вблизи абонента мелких рассеивателей.
Среднее значение И3 (/ ) = 0, а ее дисперсия Б {И3 (/ )} = 1.
Потери мощности сигнала на трассе между БС и абонентом И1 (/) определим исходя из 30РР-модели городской макросоты [6]. Согласно этой модели затухание сигнала в городских условиях зависит от высоты расположения антенны БС Н1 и абонента Н2 над земной поверхностью, от расстояния Я между ними и от несущей частоты /0. Потери мощности в логарифмическом масштабе вычисляются по эмпирической формуле [6]
И1 = (44.9- 6.551§Н1) (0.001Я) + (35.46- 1.1Н2) /0 -13.821§Н1 + 0.7Н2 + 48.5, (4)
где И1 выражается в децибелах; высоты Н1, Н2 и расстояние Я - в метрах; частота /0 - в мегагерцах.
Дисперсия случайной величины И2 в (3) для городской макросоты в соответствии 30РР-стандартом составляет 8 дБ [6].
В 30РР-модели пространственного канала [6] предполагается, что сигнал абонента отражается от кластеров (крупных объектов) и приходит на БС в виде суперпозиции плоских волн со случайными фазами. Число кластеров принято равным шести. Пространственный спектр сигнала, отраженного от каждого кластера, представляет собой распределение Лапласа с шириной 2° по уровню половинной мощности и моделируется с помощью двадцати плоских волн одинаковой амплитуды с заданными углами прихода. Угловое положение кластеров случайно для каждой реализации многолучевого канала и задается из условия, что средний про-
ЭОРР 0.15 0.1
0.05 0
странственный спектр источника имеет рас- Р пределение Лапласа с некоторой шириной по уровню половинной мощности. На рис. 1 представлены две случайные реализации углового распределения мощности Рзсрр (9)
со средней шириной 8°, нормированные на их полную мощность, для 3ОРР-модели городской макросоты (кривые 1 и 2), а также его усредненное значение (кривая 3).
Гауссовская модель пространственного канала и аппроксимация ДН. Хотя 30РР-модель достаточно полно отражает свойства реального многолучевого канала связи, она не может быть использована для теоретического анализа. Для этой цели используем гауссовскую модель, согласно которой угловое распределение принимаемой мощности описывается формулой [5]
-30 -20 -10 0 Рис. 1
р (е) =
1
72п
ехр
гот
_ (е-е1)
2а2
2
(5)
где - направление на абонента; а - полуширина источника излучения по уровню
характеризующая угловую дисперсию сигнала.
Аппроксимируем функцию ДН (1) в области главного луча гауссовской кривой вида
^(0, /) - ехр"
[9-90 (/)] 252
2
(6)
Параметр 8 определим из условия равенства ширины ДН по (1) и по (6) по уровню -3 дБ. Из этого условия следует соотношение 25 « 0.85 Д00 5, где Д00 5 - ширина ДН по
(1) по указанному уровню.
Определив ДН через свертку функций (5) и (6), получим
п2"
Б ( 01,/) =
ехр
[01 -00 (/ Д2
2 ( б2 +ст2 )
(7)
Ширина ДН по уровню -3 дБ равна Д00 5 = 2^2(52 + а2) 1п (2) ж 2.36>/52 + а2. При линейной зависимости чувствительности в рабочем секторе углов ширина передаточной
функции (7) по частоте на уровне -3 дБ составляет А/0 5 ~ 2.36а
-1
Вероятность битовой ошибки и эффективная пропускная способность. Вероятность битовой ошибки определяется статистическими свойствами ОСШ на выходе приемной антенны абонента. Из (2) следует, что при равномерном распределении излучаемой мощности по частотам среднее ОСШ у абонента пропорционально ДН Б (0^, /), т. е. зависит от частоты. Следовательно, вероятность битовой ошибки будет разной на разных частотах.
При использовании ЧС АР возможно выравнивание (эквализация) мощности между спектральными компонентами при передаче сигнала. Для этого распределение мощности должно подчиняться зависимости вида
Р (/ ) = у/Б (01, /г), (8)
где параметр у определяется условием нормировки излучаемой мощности.
Подставив выражение (7) в (8) и учтя, что общая мощность представляет сумму спектральных компонентов: ^Р(/ ) = Р), получим:
5 Р0
у =
л/ 52 + а2
Е ехР
V '
[01 - а (/ - /н )]
2 ^
(9)
2 (52 +о2 )
При эквализации мощности уравнение (2) с учетом (8) и (9) для принятого абонентом сигнала на частоте / упрощается:
у (/ ) = 4О И (/г )с (/г) + п (/г). (10)
Из соотношения (10) с учетом (3) найдем ОСШ на входе приемника:
р = (ОуИИ2/^ )|И3 (/г )2. (11)
Если расстояние между БС и абонентом фиксировано, то коэффициенты ослабления И1 и И2 следует считать постоянными. Кроме того, в пределах ширины спектра сигнала эти коэффициенты можно считать независящими от частоты. В силу случайности коэффициента И3 (/г) ОСШ также является случайной величиной и, с учетом релеевского распределения модуля этого коэффициента, имеет экспоненциальное распределение со средним значением
Р0 = ОуИ12И22/а;?. (12)
Пусть ЛР - диапазон частот, используемый ОЕБМ-системой, а полное число спектральных компонент совпадает с размерностью Ыбпф быстрого Фурье-преобразования (БПФ). Тогда
выделяемое одному абоненту количество поднесущих будет равно Ыаб = Ыбпф (4/05/4Р). В ОББМ-системах данные передаются частотно-временными блоками. Если каждый блок состоит из Ыбл ОББМ-сигналов, то с его помощью передается М = тЫбп/ Ыаб информационных бит (т - уровень модуляции (количество информационных битов, передаваемых на одной поднесущей)).
Для борьбы с ошибками при передаче информации в системах связи используется помехоустойчивое кодирование. При этом вероятность битовой ошибки зависит от конкретного вида кодера. Чтобы получить результат, не зависящий от способа кодирования, рассмотрим передачу информации как некодированную, а наличие кодера учтем, задав максимально допустимое число ошибочно переданных бит в блоке V (которое может исправить кодер) и скорость кодирования Як. В этом случае блок считается переданным верно при меньшем или равном V числе ошибочных бит.
Найдем вероятность ошибки передачи блока (block error rate - BLER), которая представляет собой вероятность того, что число ошибочно переданных бит в блоке будет не больше v. Вероятность битовой ошибки (bit error rate - BER) p в отсутствие кодера для одного абонента зависит от статистических свойств пространственного канала и среднего ОСШ. Вероятность того, что в блоке из M бит имеется j ошибочно и (M - j) правильно детектированных бит равна
Cm Рj (1 - P )M j , где CJm - число сочетаний из M по j. В результате получим:
BLER = 1 - Y M! ч BERj (l - BER)M- j. (13)
j=0 j !(M - j)! V '
С учетом (13) эффективная ПС системы при обслуживании одного абонента определяется как среднее число безошибочно переданных блоков в единичном интервале времени и в единичной полосе частот:
Th = (1 - BLER ) (A/05/AF ) mRK = Y .,( M Л, BERj (1 - BER )M-j ( Af05/AF) mRK.
j=0 j !\M~j)!
Пусть имеется избыточное число абонентов, из которых планировщик сети выбирает для одновременного обслуживания Q абонентов. Рассмотрим идеальный случай, когда обслуживаемые абоненты распределены равномерно по угловой координате с шагом, равным ширине ДН Л0о5. При этом их максимальное число Qmax <Лф/Л0о5 = AF/А/05, где Дф - угловой размер обслуживаемого сектора. В этом для каждого абонента выделяется отдельный участок частотного диапазона так, что при максимальном их числе выделенные частоты равномерно заполняют весь частотный диапазон, а при меньшем числе БС использует для передачи сигналов только часть спектра, равную QA/0 5.
В системах мобильной связи и беспроводного Интернета используются сигналы двоичной (2-ФМ) и квадратурной (4-ФМ) фазовой модуляции, 16-КАМ и 64-КАМ. Выражения для вероятности битовой ошибки в релеевском канале для этих модуляций известны (см., например, [9], [10]). В случае одновременного обслуживания Q абонентов передаваемая мощность делится между ними равномерно. В частности, для 2-ФМ BER определяется как
.(Q)
1 ->о/(Ро + Q) ]. (14)
ВЕЯ^ = 0.5
Тогда для ПС системы связи получим
ть(й=Q[ВЕК® У [1 - ВЕИ(<?> ]м 4 (Д/0.5/^) тяк. (15)
Формулы (14) и (15) являются приближенными выражениями для ВЕЯ и полной эффективной ПС системы мобильной связи на основе ЧС АР в пространственном канале с угловой дисперсией при одновременном обслуживании Q абонентов. Пространственно-частотное сканирование учтено введением в (14) усредненного ОСШ ро (12).
Учтем теперь, что в зависимости от удаленности абонентов относительно БС и расположения около них крупных рассеивающих объектов прием и передача сигналов про-
исходят с различным ОСШ. В этом случае представляет интерес ПС (15), усредненная по
_/^-Л ^ / \
всему возможному интервалу ОСШ: ТЬ = _[ ТЬ^2 (р)и (р)ёр, где и (р) - плотность
0
вероятности, описывающая распределение ОСШ.
Определим ПС и ОСШ для системы с секторной антенной для сравнения ПС системы с ЧС АР и системы, использующей секторную антенну, при одинаковом угловом секторе обслуживания Дф. ДН секторной антенны должна перекрывать весь сектор Дф, поскольку положение абонента в нем неизвестно. Одновременное обслуживание нескольких абонентов осуществляется за счет разделения полного частотного диапазона между ними.
ПС системы, использующей секторную антенну, в единицу времени в единичном интервале частот не зависит от числа абонентов и равна ТЬ с а = (1 - ВЬЕЯс а) тЯк, где ВЬЕЯ с а -
вероятность блоковой ошибки для секторной антенны, которая определяется формулой (13).
Для ОСШ в системе с секторной антенной на основании (11) имеем:
Рс.а = ( Р0^с.а / )| Ь3 ( / )|2 , где Gс а - коэффициент усиления секторной антенны.
Результаты расчетов и моделирования. Для обоснования сделанных аппроксимаций ДН и углочастотной зависимости АР проведено компьютерное моделирование системы мобильной связи на основе ЧС АР. Результаты для ДН АР и углочастотной зависимости, полученных моделированием, сравнивались с соответствующими характеристиками (ВЕЯ и эффективная ПС), найденными с помощью (14) и (15).
Параметры системы связи полагались следующими: рабочая полоса частот ДР = = 20 МГц, центральная частота /0 = 2.4 ГГц, угловой сектор обслуживания Дф = 120°,
наклон углочастотной зависимости (в линейном приближении) а = 6 -10-6 Гц, -
мальное число спектральных компонентов сигнала (размерность БПФ) ^бпф = 1024, скорость кодирования = 1/2, средняя ширина гауссовского источника по половинному уровню 8°, количество антенн в АР N = 5, 10, 20. Ширина отклика частотной передаточной функции АР на распределенный источник определялась по уровню половинной мощности.
На рис. 2 представлены графики ВЕЯ и ПС в зависимости от ОСШ для модуляций 2-ФМ, 4-ФМ, 16-КАМ и 64-КАМ при одном обслуживаемом абоненте ((2 = 1) и N = 10. На рис. 3 показаны ВЕЯ и ПС для числа абонентов 2 = 1, 6 и 12 при N = 10 и модуляции 2-ФМ. Маркерами на рисунках показаны результаты моделирования. Из рисунков видно, что результаты моделирования и расчетов на основе полученных выражений хорошо согласуются друг с другом.
На рис. 4 показаны плотности вероятности ОСШ и (р) для ЧС АР при количестве абонентов 2 = 1, 12 и для секторной антенны (кривая "с. а."). ОСШ для секторной антенны не зависит от числа абонентов, поскольку передача идет во всей полосе при любом 2, а частоты делятся поровну между абонентами. Из полученных кривых следует, что ЧС АР обеспечивает 56
ВЕЯ
N = 10 2 = 1
16-КАМ
64-КАМ
10
10-
-2
ТЬ, бит/ (с • Гц) 0.3 -0.2 0.1
0
N = 10 2 = 1
КАМ
-30
ВЕЯ
N = 10 2-ФМ
10
-2 -
10-
Р, дБ Рис. 2
ТЬ, бит/ (с • Гц) 0.4 0.3 0.2
-25 -20 -15 -10 -5
Р, дБ
0.1
0
Р, дБ
Рис. 3
-23 -18
-13
-8
Р, дБ
большие значения ОСШ по сравнению с секторной антенной, что объясняется большим коэффициентом усиления ЧС АР.
Результаты сравнения средней ПС систем с ЧС АР и с секторной антенной в зависимости от числа 2 обслуживаемых абонентов представлены на рис. 5 при количестве антенн АР N = 5, 10, 20. Кривая "с. а." соответствует секторной антенне. Из графиков следует,
что при достаточно малом числе абонентов [2< (0.7...0.8) 2тах ] средняя ПС системы с ЧС АР меньше средней ПС системы с секторной антенной. Однако в практически наиболее важном случае большого (близкого к 2тах ) числа абонентов система с ЧС АР обеспечивает большую ПС. Отметим, что предельная средняя ПС не зависит от количества излучателей в АР, поскольку полоса частот АР фиксирована.
Полученные выражения (14) и (15) соответствуют гауссовской модели протяженного источника сигналов. Представляют интерес сравнение ПС для других источников, таких как точечный и 30РР-источник. На рис. 6 представлены результаты моделирования средней ПС для точечного, гауссовского и 30РР-источника (кривые 2, 3, 4 соответственно) при N = 10. Кривая 1 построена для секторной антенны. Из представленных зависимостей
следует, что наибольшая ПС обеспечивается при точечном источнике, а наименьшая -при 30РР-источнике.
В настоящей статье приведены аналитические выражения для ВЕЯ и эффективной ПС широкополосной ОРБМ-системы сотовой связи с ЧС АР на БС при различном числе абонентов, справедливые для гауссов-
2 = 1
0.012 0.0080.004 0
-50
Рис. 4
4
4
и
Th, бит/(с • Гц)
tu г,Л
2-
10 16 Рис. 5
Q
Q
Рис. 6
ской модели пространственного источника сигнала и релеевской модели замираний. Количество обслуживаемых абонентов не фиксировалось. Показано, что при достаточно большом числе абонентов ЧС АР обеспечивает большую ПС, чем секторная антенна.
Список литературы
1. Prasad R., Nee, van R. OFDM wireless multimedia communications. London: Artech House, 2000. 291 p.
2. Space-time processing for MIMO communications / ed. by A. B. Gershman and N. D. Sidoropoulos. Chichester: Wiley&Sons, 2005. 369 p.
3. Vaughan R., Andersen J. B. Channels, propagation and antennas for mobile communications. London: IEE, 2003. 754 p.
4. Ермолаев В. Т., Флаксман А. Г., Семенов В. Ю. Пропускная способность широкополосной системы сотовой связи, использующей антенную решетку с частотным сканированием на базовой станции // Вест. Нижегород. гос. ун-та. 2010. №. 4. С. 54-61.
5. Gaussian channel model for mobile multipath environment / D. D. N. Bevan, V. T. Ermolayev, A. G. Flaksman, I. M. Averin // EURASIP J. on applied signal processing. 2004. № 9. P. 1321-1329.
6. A new path-gain/delay-spread propagation model for digital cellular channels / L. Greenstein, V. Erceg, Y. S. Yeh, M. V. Clark // IEEE Trans. on vehicular technology. 1997. Vol. VT-46, № 2. P. 477-485.
7. Марков Г. Т., Сазонов Д. М. Антенны. М.: Энергия, 1975, 528 с.
8. Хансен Р. С. Сканирующие антенные системы СВЧ: в 3 т. / пер. с англ. М.: Сов. радио, 1971. Т. 3. 462 с.
9. Прокис Д. Цифровая связь / пер. с англ. М: Радио и связь, 2000. 800 с.
10. Рубцов А. Е., Шпагина В. С. Влияние неточности оценки канала на вероятность битовых ошибок систем связи с М-QAM модуляцией // Тр. 7-й науч. конф. по радиофизике, посвященной 90-летию со дня рождения В. С. Троицкого, 7 мая 2003 г., Нижний Новгород. Нижний Новгород: ТАЛАМ, 2003. С. 216-217.
V. T. Ermolayev, A. G. Flaksman, V. Yu. Semenov Nizhny Novgorod state university n. a. N. I. Lobachevsky
Throughput of mobile communication system using antenna array with frequency scanning in spatial channel with angle spread of signal
Broad-band mobile communication OFDM-system using antenna array with frequency scanning on a base station is considered. The bit error ratio and effective throughput of such a system is found for multipath cannel with angle spread of signal. It is given the comparison of the throughput of two systems: one is with the frequency scanning antenna and another is with the sector antenna.
Mobile communication system, antenna array, frequency scanning, throughput, bit error rate, Rayleigh fading, angle spread of source
Статья поступила в редакцию 31 мая 2010 г.
1
0
