CC BY
8
УДК 621.317.757:391.837.1
А. Ю. МИХАЦКИЙ, студ.
О РАЗРЕШАЮЩЕЙ СПОСОБНОСТИ ДИСПЕРСИОННОГО СПЕКТРОАНАЛИЗАТОРА
Uzmlri/Ui
Разрешающей способностью (PC) А/ спектроанализатора (СА) с дисперсионной линией задержки (ДЛЗ), включающего смеситель с ЛЧМ гетеродином и ДЛЗ [2, 3], называют минимальную разность частот двух гармонических колебаний, наблюдаемых раздельно с 30 %-ным провалом между двумя максимумами, соответствующими этим колебаниям [1]. Для фильтровых СА с колоколообразной АЧХ анализирующего фильтра PC рассмотрена в работах [1, 4]. При оценке PC дисперсионного СА линейное разворачивание спектра во времени позволяет заменить разрешение по частоте разрешением во времени [3]. Временное разрешение можно определить, решая уравнение, связывающее значение провала между максимумами (см. рисунок, а) и время сдвига одного отклика относительно другого. Если напряжения откликов представить в виде векторов (см. рисунок, в), то суммарное напряжение равно
«2 = Vu\ + u\ + 2ulu2 cos ф,
где cp — случайный фазовый сдвиг напряжений, заполняющих отклики.
Форма огибающей отклика ДЛЗ, согласованной с ЛЧМ-сигналом, характеризующего исследуемый гармонический сигнал, описывается функцией вида sine (х) = sin х/х, где x ~ t. Тогда длина суммарного вектора
= УЩ sine2 (х — Ь) + № sine2 (х -f b) + "' "
W XV sine (л: — b) sine (x + b) cos ф,
где и^ и и2 — максимальные значения огибающих откликов первого и второго исследуемых сигналов; 2Ь — интервал между откликами (см. рисунок, а). Примем, как обычно, и1 = 112 = и. Наибольший провал между основными лепестками будет при х = 0; значение провала огибающей в зависимости от интервала между откликами
(uJU)
|/ 2sinc(b)-j/l + соэф.
(1)
67
5
*
При наихудшем в смысле разрешения фазовом сдвиге заполняющих откликов соэ ф = 1, и значение провала огибающей {и^Ш) 0 == = 2эшс (Ь).
Если максимальные значения откликов Их и и2 неодинаковы, то зависимость от Ь усложняется
(V^i) U*. =sinc v1 + (^«ВД + 2 (u*/ui)cos ч>> (2)
где — b<.x1<.b и определяется из уравнения + bf \{хх — Ь)х х cos (Xj — b) — sin (jq — b)\ + (U2/Ux) [(Xj + b) cos + b) — sin (хг + + b)] (Xl-bf = 0.
Решения уравнений (1) и (2) при различных (U2/Wi) и cos cp = 1 представлены на рисунке (в) в виде семейства кривых, связывающих временное разнесение откликов со значением провала огибающей.
По графикам, задавшись значением («„/¿Д) и крутизной 2а дисперсионной характеристики анализирующей ДЛЗ, можно определить значение предельной PC дисперсионного СА. Аргумент (х) огибающей отклика л:=яД^лчм^ [3], где t — реальное время; Л/-лчм — девиация частоты импульсов, подвергаемых сжатию в ДЛЗ. Отсюда предельное временное разрешение At = 2Ь/(лД^лчм) и соответствующее предельное частотное разрешение Д/ = 2а ■ At. При = 0,7 PC
дисперсионного СА в 1,6 раза превышает ширину отклика СА на гармоническое воздействие.
1. Воллернер Н. Ф. Аппаратурный спектральный анализ сигналов. М.: Сов. радио, 1977. 208 с. 2. Джек А. М., Г рант М. П., Коллинз Дж. X. Теория, проектирование и применение Фурье-процессоров на ПАВ//ТИИЭР. 1980. Т. 68, № 4. С. 22—43. 3. Тверской В. И. Дисперсионно-временные методы измерений спектров радиосигналов. М.: Сов. радио, 1974. 174 с. 4. Харкевич А. А. Спектры и анализ М.: ГИФМЛ, 1962. 236 с.
Поступила в редколлегию 09.09.84
УДК 621.397
В. В. ПЕРЕВЕРТУН. СТ. науч. сотр.
ОБ ИЗМЕНЕНИИ ОТНОШЕНИЯ СИГНАЛ/ШУМ НА ВЫХОДЕ АНАЛОГО-ЦИФРОВОГО ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ
Степень влияния аналого-цифрового преобразователя (АЦП) на отношение сигнал/шум (С/Ш) существенно зависит от соотношения между апертурой его характеристики А и значением огибающей смеси сигнала и шума V, поступающей на его вход. Для количественной оценки изменения отношения С/Ш на выходе АЦП воспользуемся методикой расчета, изложенной в работе II], исключив идеальный фильтр на выходе нелинейного элемента.
Представим характеристику АЦП (без учета эффекта дискретизации) нелинейной зависимостью g(u) двустороннего ограничителя (см. рисунок). Примем, что на вход АЦП поступает смесь узкополосного сигнала s(t) = a (t) cos (ш0< + <рс) и узкополосного гауссовского
