Применение концепции нулевого метода измерений в микроволновых радиометрах Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

Список литературы

1. Harte L. IPTV testing: service quality monitoring, analyzing, and diagnostics for IP television systems and services. Varina, USA: Althos publishing, 2008. 120 p.

2. Nebat Y., Sidi M. Resequencing considerations in parallel downloads // Twenty-first annual joint conf. of the IEEE computer and communications societies (INFOCOM 2002). Proc. IEEE. 2002. Vol. 3. P. 1326-1335.

3. Lane J., Nakao A. Best-effort network layer packet reordering in support of multipath overlay packet dispersion // Global telecommunications IEEE conference (Globecom08), 30 Nov. 2008, New Orleans, LA, USA. Proc. IEEE. 2008. Vol. 9, № 12. P. 2457-2462.

4. Improving the reliability of internet paths with one-hop source routing // K. Gummadi, H. Madhyastha, S. Gribble et al. // Proc. 0SDI'04, San Francisco, Ca, USA), Dec. 2004. P. 183-198.

M. S. Gerges

Saint-Petersburg state university of telecommunications n. a. M. A. Bonch-Bruevich Estimation of productivity of packages sequence support algorithm in IPTV network

Results of modeling process of the data multipath packet forwarding in IP-television networks are resulted. Influence ofparameters allocations of separate ways time delay and possibilities of intra travelling data packets rescheduling on the receiving buffer loading of an initiating sequence recovery of packets is estimated.

IP-television, data packet, propagation path, packets rescheduling

Статья поступила в редакцию 24 февраля 2011 г.

УДК 621.396.9

А. В. Филатов, А. В. Убайчин, Д. Е. Параев

Томский государственный университет систем управления и радиоэлектроники

Применение концепции нулевого метода измерений

*

в микроволновых радиометрах

Рассмотрен алгоритм функционирования микроволнового радиометра с синхронным использованием двух видов импульсных модуляций - амплитудной и широтной. Это позволяет реализовать в радиометре нулевой метод измерений, минимизирующий влияние флуктуаций коэффициента усиления приемника и изменений его собственных шумов. В радиометре автоматически поддерживается нулевой баланс, а шумовая (эффективная) температура антенны определяется косвенным образом через длительность сигнала, управляющего широтно-импульсной модуляцией. Получено общее аналитическое выражение для флуктуационной чувствительности, из анализа которого определены условия выигрыша в чувствительности в результате оптимизации построения входного узла радиометра. Исследованы три модификации входных узлов радиометра, и для каждой определена флуктуационная чувствительность при заданных диапазонах измерения.

Микроволновый радиометр, нулевой метод измерений, флуктуационная чувствительность

Изучение микроволновых образов объектов земной поверхности обеспечивает принципиально иную физическую информативность, чем использование оптического и инфракрасного диапазонов дистанционного зондирования Земли [1]. Это обстоятельство стимулирует непрерывное развитие измерительных систем, направленное на повышение точно-

* Работа выполнена при финансовой поддержке РФФИ, гранты № 06-08-96922, № 09-08-99106. © Филатов А. В., Убайчин А. В., Параев Д. Е., 2011

сти и увеличение информативной насыщенности зондирования. Разработка микроволновых систем дистанционного зондирования с малым энергопотреблением для работы в натурных условиях, в частности бортовых, достаточно затруднительна. Традиционные подходы нередко приводят к взаимоисключающим решениям, поэтому выполнение жестких требований, предъявляемых к микроволновым радиометрам, невозможно без поиска новых подходов, методов и способов решения.

Стабилизация или учет изменений технических параметров радиометров возможны при совмещении различных методов измерений. Среди реализующих указанный подход схем широкое распространение получили модуляционные радиометры, в основу работы которых положен метод дифференциальных измерений (рис. 1) [2]. На входе модуляционного радиометра установлены модулятор и опорный источник - генератор шума, играющий роль имитатора антенны. Вход радиометрического приемника попеременно подключается либо к антенне, либо к опорному генератору, вырабатывающему шумовой сигнал неизменной мощности. Используется принцип периодического сравнения мощностей этих сигналов. В подавляющем большинстве в таком типе радиометров применяется амплитудная импульсная модуляция симметричным сигналом меандра.

Поскольку изменения выходного сигнала радиометра, обусловленные собственными шумами и флуктуациями нестабильности усиления, статистически независимы, их влияние на выходной сигнал модуляционного радиометра рассматривается отдельно.

В радиометре собственные шумы не подвергаются модуляции и после вычитания постоянная составляющая собственных шумов радиометра Тш на выходе исключается. Влияние изменения коэффициента усиления радиометрического тракта можно устранить в случае, если регулировать опорный сигнал Топ до совпадения с антенным сигналом Та.

Радиометр, в котором реализован этот принцип, называется нулевым радиометром (в иностранной литературе данный радиометр известен как радиометр с добавлением шума). В результате влияние изменений коэффициента усиления на точность измерений снижается.

Широкое применение модуляционных радиометров связано с удовлетворительной точностью измерений, которая достигается относительно простыми приемами (модуляция на входе и демодуляция - синхронное детектирование - на выходе) и простой схемной реализацией. Модуляционные радиометры привлекательны простотой конструкции, обеспечивающей тиражирование приборов, что проявляется в массовом их использовании. Однако полной компенсации влияния изменений коэффициентов усиления усилителей и собственных шумов приемника в модуляционной схеме не происходит.

и

и <

Модулятор

Т Приемный тракт

УВЧ|Приемник|УНЧ

Т

1 П1

Генератор

шума

Генератор сигналов модуляции

Рис. 1

ФНЧ

Выход

Я

'и 2'м

Я = 2'м/ 'и = 2

Дальнейшее снижение влияния этих изменений возможно при применении в модуляционном радиометре нулевого метода измерений. Указанный метод имеет самые высокие потенциальные возможности по созданию прецизионных радиометров. Разработка принципа применения нулевого метода в радиометрах принадлежит М. Яу1е [3] и В. С. Троицкому [4]. С созданием нулевых радиометров связан ряд успешных исследований: доказательство справедливости формулы Найквиста для спектральной плотности флуктуационных шумов сопротивлений различных материалов; открытие рекомбинационных радиолиний, излучаемых высоковозбужденными атомами, при радиоастрономических наблюдениях; измерение глубинной температуры биологических объектов и т. д.

В нулевом радиометре выходная мощность опорного генератора шума регулируется для достижения нулевого баланса в измерительном тракте, который считается установленным, если по этому тракту в разные полупериоды симметричной импульсной модуляции проходят сигналы одинаковой мощности*. Регулировка производится контуром следящей обратной связи. Первые нулевые радиометры имели аналоговый принцип регулирования нулевого баланса, для чего в их входных узлах применялись прецизионные управляемые СВЧ-устройства - регулируемые аттенюаторы или генераторы шума с регулируемой выходной мощностью. Регулируемые устройства должны были обладать регулировочной характеристикой с высокой линейностью, большим динамическим диапазоном, повышенным быстродействием регулирования для приведения измерительной системы в режим нулевого баланса. Погрешности, возникающие от применения данных элементов во входных блоках, не позволяли полностью реализовать достоинства нулевого метода измерений, в результате чего нулевые радиометры не получили широкого распространения.

Успешным развитием применения нулевого метода явилось создание в радиометре режима импульсного "подшумливания", осуществляемого по широтно-импульсному закону [5]. В этом случае средняя за полупериод модуляции мощность неизменного опорного сигнала генератора шума регулируется изменением его длительности. Это привело к упрощению схемы входного приемного блока (СВЧ-ключ и генератор шума) и к повышению линейности калибровочной характеристики радиометра при упрощении регулировки опорного сигнала.

Смешение опорного и измеряемого сигналов, импульсно модулированных различным образом, хотя и упростило конструкцию входного блока, но вместе с тем усложнило преобразование модулированных сигналов после квадратичного детектора, что увеличило погрешность измерений. В результате схемы нулевых радиометров с импульсным "под-шумливанием" оказались сложнее, чем схемы обычных модуляционных радиометров, и они не получили широкого распространения.

В настоящей статье рассмотрена новая модификация нулевого принципа функционирования микроволновых радиометров по измерению слабых сигналов и проанализированы флуктуационная чувствительность и стабильность данной модификации.

Модификация нулевого метода приема сигналов. На рис. 2 показаны временные диаграммы, поясняющие принцип комбинированной модуляции в радиометре. Изменени-

* Что означает равенство эффективных (шумовых) температур, измеряемых радиометрами.

Период модуляции

и

и

и_

и, Т2

И

б

Рис. 2

ем длительности импульса, управляющего вводом дополнительного шумового сигнала в опорный или в антенный тракт модуляционного радиометра, достигается равенство малых энергий сигналов на входе радиометрического приемника в разные полупериоды симметричной импульсной модуляции. Длительность управляющего широт-но-импульсного сигнала ¿щис изменяется от нуля до длительности полупериода работы основного модулятора ¿м.

Условием установленного в радиометре баланса является равенство энергий сигналов, поступающих на вход приемника в разные полупериоды симметричной модуляции. Эти энергии пропорциональны заштрихованным на рис. 2, а областям Ql и Q2. Равенство энергий сигналов непрерывно поддерживается регулирующей системой радиометра автоматическим изменением длительности широтно-импульсного сиг-

нала /ц1Ис. На рис. 2, а отмечены амплитуды напряжений импульсов на выходе приемника и^, и2, и3, связанные с эффективными шумовыми температурами Т], Т?, Т сигналов на входе через полный коэффициент передачи измерительного тракта радиометра О, учитывающий усиление по высокой и по низкой частотам и коэффициент преобразования квадратичного детектора.

Введем параметр ДQ (^), учитывающий различие между Ql 0) и Q2 0), и выделим в нем постоянную составляющую ДQo и флуктуирующую часть Дд 0):

да 21м1 +%ИС

= X 1

1 =0

да

+ X 1

— I

— I

' =0 2*т +%ИС да 2?м(г+1)

x | [т3о (г -е)+п3 (г -е)] н3 (е) dе,

(1)

1 =0 Ъмг ^м

где О 0) = О0 + g 0) (О0 и g (I) - постоянная составляющая и флуктуации коэффициента передачи соответственно); п 0), П2 (^), П3 (^) - шумовые компоненты сигналов (шумо-

вых температур) 7], 72, 7 соответственно; И] (9), И (9), Н3 (9) - импульсные характеристики накопительных фильтров приемника для каждого сигнала).

Накопление сигналов происходит с применением трех интегрирующих ^С-цепей первого порядка, импульсные характеристики которых определяются известным соотношением

И (9) = т^)ехр(-9/т^), где т^ = ЩС^, = 1, 2, 3, - постоянные времени цепей. При

определении среднего значения ¿щис на длительном промежутке времени, учитывая, что шумовые сигналы представляют нормальные стационарные эргодические процессы, можно

считать П] (^) = п? (t) = П3 (^) = 0. Аналогично, флуктуирующую составляющую коэффициента передачи G (t) с учетом ее стационарности и подчиненности симметричному относительно нуля распределению на протяженном временном интервале можно считать равной нулю.

Использовав (1), с учетом распределений для постоянной составляющей параметра Дб 0) получим:

да 11м» +%ис ехр(-9/Тл) ■» ехр ()

Або = I 1 ТА) ' 0ё9+ I (_ТА еХИ В/Т2> ё9-

» =0 2tмг Т] »=0 ^ +tшиc Т2

-1 2tм(1+1) ТзА)еХР( ° Т3 ) ё9. (2)

»=0 2t ■+t т3

■"мг Т1м

Так как длительности импульсов /щис и ^ много меньше времени накопления сигналов, определяемых постоянными низкочастотных фильтров Т], Т2, хз, разложим экспоненциальные функции в ряд Маклорена с приближением до двух членов и из (2) получим

Т1 %ИС + Т2 (tм - tШИС ) - Т.

АШ= А0-—-• (3)

2tм

Из-за влияния шумов в сигналах и флуктуаций коэффициентов усиления усилителей приемника в каждом конкретном периоде модуляции б] ф 62. Однако для большого интервала времени усреднения, включающего множество периодов модуляции, благодаря работе автоматической системы слежения за энергиями сигналов по непрерывному выравниванию

можно считать Д^ = 0. Тогда из (3) следует 7]/ШИС + Т2 (^ - ^ис ) - ТУм = 0.

Решив это уравнение относительно ^ис , получим

= [(Тз - Т2 )/(Т] - Т2 )] tм. (4)

Формула (4) является математической моделью реализации предлагаемой модификации метода нулевого приема. Из нее следует, что сигнал антенны можно определить косвенным образом через длительность импульсного "подшумливания" без преобразований сигналов в низкочастотном тракте. В формулу (4) не входит коэффициент передачи измерительного тракта, что свидетельствует о нулевом методе работы радиометра.

Реализация нулевого метода в микроволновых радиометрах. Техническая реализация модифицированного метода нулевых измерений состоит в том, что сравнение Ql и

Q2 заменяется эквивалентным сравнением изображенных на рис. 2, б вольт-секундных площадей положительного ¿1 и отрицательного ¿2 импульсов на выходе приемника, амплитуды которых пропорциональны разностям температур Т| - Т3 и Т3 - Т2 на входе приемника. Если напряжение во втором полупериоде модуляции равно нулю (ось времени проходит через сигнал с уровнем Т3 ), вольт-секундные площади импульсов в первом полупериоде модуляции равны: ¿1 = ¿2. Так как ¿1 = и+ и ¿2 = и_ (¿м -/ШИС), где и+ = Оokdf (Т\ - Т3 ); и- = Оokdf (Т3 - Т2 ) (к - постоянная Больцмана; df - полоса принимаемых частот), то Оoкdf (Т - Т3 )/ШИС = Оokdf (Т3 - Т2 )(¿м -/тиС). Разрешив последнее равенство относительно ¿щис , получим (4).

Из проведенного рассмотрения следует последовательность действий, которые необходимо выполнить при преобразовании сигналов после квадратичного детектора и низкочастотного усиления: исключение в сигналах постоянной составляющей и определение полярности напряжения во втором полупериоде модуляции. Исключение постоянной составляющей приводит привязке вершины импульсного сигнала и3 к нулю регулировкой

длительности ¿щис . Таким образом, слежение за сигналом антенны осуществляется изменением длительности ¿щи с , что приводит к сдвигу периодической последовательности сигналов относительно нулевой оси времени.

Анализ флуктуационной чувствительности. Хаотические изменения ДQ (^) в (1) связаны с флуктуациями Ад 0) и g (^), а также с шумовыми компонентами п 0), П2 0)

и П3 0).

Определим дисперсию параметра Ад0) методом корреляционных функций. При этом учтем статистическую независимость флуктуаций коэффициента передачи измерительного тракта радиометра g (^) и шумовых компонентов п 0), П2 0), П3 (^) сигналов

мовой природой сигналов.

Интервал корреляции шумов определяется полосой приема сигналов df и для радиометров существенно меньше периода модуляции 2^м. Вследствие этого шумовые компоненты п 0), П2 (^), П3 (^) сигналов Т|, Т>, Т некоррелированы между собой. То-

Т|, Т2, Т3. Полная дисперсия является суммой двух дисперсий, из которых первая

учитывает флуктуации коэффициента передачи приемника, а вторая

вызвана шу-

2

гда из (1) дисперсия дп определится следующим образом:

дд2 = ЕЕ 1 1 п (г - е) п1 (/ - в')н1 (е) н (в') dede' +

да да 2/мг +/ШИС 2/М/ +^ШИС.

г =0 / =0 2/ 2/

да да 2/„,- +1м 2/м/ +^м

+ £ Е 1 1 п2(/-в)п2(/-в')н2(в)н2(в')dвdв' +

' =0 1=02/мг +%ИС 2/м/ +^ШИС

2/м(г+1) 2/м(/+1)

+ Х х | | п3 (/ -е)п3 (/ -е')н3 (е)н3 (е')dede'. (5)

г=0 1=02/мг +'м 2/м/ +'м

Автокорреляционные функции шумовых компонентов п (/), п2 (/), п3 (/) в сравнении с импульсными характеристиками фильтров н (9), н2 (9), н3 (9) и периодом модуляции 2/м можно считать дельта-функциями 5 ) с интегральными значениями

2О()Т|2, 2О(2Т22, 2О()Т32 соответственно и интервалом корреляции 1/ df. Отсюда

п2 = 2Од Т2 /^; п| = 2О02Т22^; п32 = 2Оo2Tз2/df. (6)

С учетом (6) из (5) получим

2

Ад'п =(О0 /2/м#) _Т12 ¿ШИС /Т1 + Т22 (¿м - ¿ШИС )Д2 + Т32 '¿м/Т3 I. (7)

После подстановки (4) в (7) окончательно имеем

. (8)

Дд„2 = О2 ^)[(т2/Т! )[(Т3 - Т2 )/Т - Т2 ] + (Т22/т2 ) {1 - [(Т3 - Т2 )/(Т1 - Т2 )]} + Т32 /Т3

В случае одинаковых низкочастотных фильтров х\ = %2 = Т3 = т выражение (8) преобразуется к виду

Ад„2 = (О02/2#т)Т (Т + Т2 + Т3 ) - Т:Т2 ]. (9)

Определим дисперсию, вызванную флуктуациями коэффициента передачи измери-

2

тельного тракта радиометра Адг , на основании (1):

2

Дд^ = Jlg+J2я + ^ + ^4g _ J5g _ J6g, (10)

где

да да 2/мг +%ИС 2/м/ +%ИС

/1g

^ = ЕЕ 1 1 Т2 g (/-9) g (/-в')н1 (9 ) н1 (9') d9d9';

г=0 / =0 2/ 2/

да да 2/мг +^м 2/М/ +^м

= ЕЕ 1 1 Т22 g (/-9) g (/-9')н2 (9 ) н 2 (9') d 9d9';

г =0 ] =02/мг +%ИС 2/м/ +%ИС

да да 2/м(г+1) 2/м(/+1)

'3* =

^ = ЕЕ 1 1 Т32 g (/-9) g (/ - 0')н3 (9) н3 (9') d9d9';

г =0 ] =0 2/мг 2/м/ +'м

да да 2^мг +%ИС 21м]

= 2! I 1 1 Т1Т2*(t-е)*0-е'Н(е)н2(в')ёеёе';

»=0 J=0 2'м, 2'м/ +%ИС да 2/мг +%ИС м( / +1)

¿5* = 2И 1

| т1т3 * (t - е)* (I - еОн (е)н3 (е')ёеёе';

»=01=0 2'м; 2'м/ +'м да да 2^мг м(/+1)

¿6* = 21! 1 1 У2У3 * (t-е) * О-е')н2 (е) н3 (е') ёеёе'.

»=01=02^м, +%ИС 2'м/ +'м

Положим * (t) стационарной нормально распределенной случайной величиной с

экспоненциальной автокорреляционной функцией:

* (^ - е) * и - е') = о2* ехр (-|е - е1/т0)

(11)

'1

где а * - дисперсия флуктуаций коэффициента передачи измерительного тракта; Т0 - эффективная постоянная времени корреляции флуктуаций коэффициента передачи. Как правило, ^0 >>т^, = 1, 2, 3. Определим обобщенный интеграл, через который может быть

выражен любой из шести интегралов в выражении (10). Для переменных, определяющих пределы интегрирования, примем условия: 0 < х, у < 2^; 0 < г, V < 2^; к, г >> 2^. Тогда

да да 2'м, + У 2/М/ +v I (х, у, г, V, с, г) = X Е 1 1 ехр

» =0 ] =021ш + х Пм/ + 2

|е-е1

I т0 )

е в'

— ехр I----I ММ' =

сг V с г

(у - х )(V - 2 )

44 сг

1 ехр

9-9' т0

9 9' ехр |----

с г

М'+ 1ехр

Г п>

9'-9 т0

'

ехр |----

с г

М'

(у - х) (V - г)Т0 2гс + с%0 + г^0

4t 2

( г + с ) (с + т0 )(г + т0 )

ё9 =

(12)

Используя (12), вычислим интегралы - ¿6* в (10) и получим выражение для определения дисперсии флуктуаций коэффициента передачи:

дд2

4

г Т3 - 72л2 (

v т1-Т2 )

Т12 Т22

—— + ——

т1 + т0 т2 + т0

+ -

Т22

У1 + 72-273

+ -

Т2

т2 + т0 Т\~ Т2 т3 + т0

- +

+2ТУ2

(Т3 - Т2)(у1 - у3 ) 2т1т2 + т1т0 + Т2Т0 - 2уу Т3 - Т2 х

(7 -Т2)2 (Т1 + т2)(Т1 + т0)(т2 + т0)

Т1 -Т2

2т1т3 + Т1Т0 + Т3Т0 _ 27 Т Т1 ~ Т3 2т2т3 + т2т0 + Т3Т0

(т1 + т3 )(т1 + т0 )(т3 + т0 )

Т1" Т2 (т2 + т3 )(т2 + т0 )(т3 + т0 )

При одинаковых импульсных характеристиках фильтров Дд* = 0. Можно ожидать, что

даже при неточном выполнении данного условия она будет значительно меньше, чем дисперсия, вызванная шумовым характером сигналов. С учетом этого дисперсией флуктуаций ко-

0

0

эффициента передачи можно пренебречь*. Полученный результат согласуется с выводами других работ (например, [6]), в которых показано, что применение нулевого метода позволяет минимизировать влияние флуктуаций усиления приемников на результаты измерения.

Если на длительности первого полупериода /м (см. рис. 2, а) укладывается N дискретов изменения длительности широтно-импульсного сигнала ¿шис , изменение этого полупериода на один дискрет приведет к изменению Ql на величину

ДQlд = О0 (Т - Т2) (1N). (13)

Величина N характеризует разрешающую способность измерений. Для определения чувствительности используем традиционный порядок [7], который в случае предложенного метода нулевых измерений можно сформулировать следующим образом: регулирование длительности широтно-импульсного сигнала будет значимым, если изменение этой длительности на один дискрет и связанное с этим изменение вольт-секундных площадей импульсных сигналов на выходе приемника в первом полупериоде модуляции равно среднеквадратическому отклонению от равенства указанных вольт-секундных площадей, вызванному флуктуациями и шумовой природой измеряемых сигналов. В соответствии с этим можно записать:

ДQlд/^ = 1Д/я, (14)

где Я - накопленное значение цифровых кодов длительности широтно-импульсного сигнала.

В радиометрах, использующих рассмотренную модификацию метода нулевого приема, происходит два этапа усреднения сигнала. Сначала выполняется низкочастотная аналоговая фильтрация сигналов на выходе приемника. Далее в системе автоматического управления длительностью сигнала "подшумливания" кроме регулировочного цикла происходит накопление цифровых кодов этой длительности с последующим усреднением.

Как известно из теории ошибок, дисперсия сигнала при этом снижается в (л/Я) раз. После подстановки в (14) выражений (9) и (13) получим

2dfт (Т - Т2 )2 Я = N2 [Т3 (Т + Т2 + Т3 )- Т1Т2 ]. (15)

При изменении сигнала антенны от минимального до максимального значения длительность широтно-импульсного сигнала изменяется от 0 до /м. Поэтому минимальный

обнаруживаемый сигнал антенны ДТа, характеризующий чувствительность радиометра, может быть определен из пропорции

dTa/N = ЛТа~ Л/ = /М1N, (16)

где dT?l - диапазон измерения сигнала антенны; А/ - временной дискрет, на который меняется длительность /ШИС при регулировке.

* Ошибка в определении данной дисперсии может возникнуть в результате несоответствия автокорреляционной функции g (/) экспоненциальной функции (11).

Известия вузов России. Радиоэлектроника. 2011. Вып. 4======================================

Как правило, ДТа и йТа задаются при разработке прибора. Исходя из этих параметров с использованием (16) вычисляется N, определяющая число п разрядов выходного цифрового кода радиометра. Формула для расчета флуктуационной чувствительности радиометра определяется из (15) с учетом (16):

йт л/Т (Т + т2 + т3) - тт2

ДТа = . а -2-3 1 2 . (17)

а 42фЯ Ту - Т2 У '

Для известного радиометрического приемника необходимая чувствительность достигается выбором т и Я = ¿и/21м, где ¿и - время измерения.

Структурное моделирование входных приемных блоков радиометра. Во входном блоке радиометра (рис. 3) сигналы модулируются перед их поступлением на приемник за счет коммутации коммутатором М. Модуляции подвергаются три сигнала, два из которых -опорные Топ и Тдоп, вырабатываемые опорным генератором шума ОГШ и дополнительным опорным генератором шума ДОГШ соответственно, а третий Та является измеряемым сигналом антенны А (рис. 3). Комбинации указанных сигналов образуют сигналы Т], Т?, Т3 (см. рис. 2). Возможные комбинации сигналов Топ, ТДоп, Та для формирования Т|, Т?, Т3 сведены в таблицу, в которой также учтена эффективная температура собственных шумов приемника и входного блока радиометра, приведенная к входу приемника Тш. Модулятор М попеременно коммутирует на вход приемника сигнал антенны Та либо сигнал ОГШ Топ. Дополнительный опорный сигнал Тдоп вводится через сверхвысокочастотный

ДОГШ

I

СВЧ-Ключ

I Т

доп

А I

Т

1 я

НО

ОГШ

М

I Входной блок

Управление ¿ШИС

Т

ТГ

Управление

А >

ДОГШ

СВЧ-Ключ

Т

доп

НО

Т 111

ОГШ

Т

1 а

М

Входной блок

I

Управление ¿ШИС

Управление

А >

б

Рис. 3

ДОГШ

Т доп 1

'1

М1 -

Т 1

ОГШ

Т

1 я

М

Входной блок

1

Управление ¿ШИС

Управление

ш

ш

I

м

а

в

Схема Т Т2 Тэ Примечание

Рис. 3, а Т + Т + Т а доп Т1ш Та + Тш Т + Т 1 оп Т1ш Т < Т 1 а ^ 1 оп

Рис. 3, б Т + Т + Т о^ доп т'ш Т + Т 1 оп Т1ш Т + Т Т > Т 1 а ^1оп

Рис. 3, в Т + Т доп т'ш Т + Т 1 оп Т1ш Т + Т Топ < Та < Тдоп

СВЧ-ключ в антенный (рис. 3, а) или в опорный (рис. 3, б) тракт через направленный ответ-витель НО. В схему на рис. 3, в для этой цели введен дополнительный модулятор М1.

Определим передаточную характеристику радиометра для схемы на рис. 3, а, подставив в формулу (4) значения эффективных температур первой строки таблицы:

%ИС - [(Топ " Та )/ТДоп ] 1м. (18)

Отсюда следует, что величину сигнала антенны можно определить через длительность широтно-импульсного сигнала, управляющего модуляцией ДОГШ, не привлекая результата

преобразований в низкочастотной части радиометра. Длительность 1шис связана с сигналом антенны Та линейным законом и не зависит от коэффициента передачи радиометра.

Из (18) найдем сигнал антенны: Та = Топ — Тдоп/П1ИС 1м. Подставив в последнее

равенство два крайних значения длительности 1щ\ис : 1м и 0, определим границы диапазона измеряемого сигнала антенны: Та= Топ - Тдоп; Татах = Топ и динамический диапазон измерений: ёТа = Та тах — Та т|п = Тдоп, равный величине сигнала ДОГШ.

Выражение для определения порога чувствительности радиометра с входным блоком по схеме на рис. 3, а находится из (17) подстановкой сигналов 7], 72, Т3 из первой строки таблицы:

. \/Топ (Топ + Тдоп + 4Тш ) + 2Тш - Та (Та + Тдоп - 2Топ ) .,

АТа =----, ----, (19)

а

где учтен диапазон измерений радиометра ёТа = Тдоп.

Из (19) следует, что чувствительность зависит от величины сигнала антенны и в диапазоне измерения изменяется. На зависимость флуктуационной чувствительности от сигнала антенны обращалось внимание в фундаментальной работе [8], но в ней рассматривался случай большого антенного сигнала. Благодаря созданию сверхмалошумящих усилителей с уровнями собственных шумов в десятки кельвинов, значительно снизились собственные шумы всей радиометрической системы, которые стали сравнимы с измеряемыми сигналами. Представленное рассмотрение относится именно к этой ситуации.

Порог чувствительности становится максимальным (наихудшая чувствительность) для сигнала антенны Та = Топ - Тдоп/2 в середине диапазона измерения:

,Т ^ (Топ + Тш )2 + Тд2оп/4 (20)

атах" ффя (20)

Для достижения необходимого порога чувствительности при проектировании радиометра с рассмотренным входным блоком из (20) получим соотношение для расчета произведения

(Топ + Тш )2 + т2оП 8 тЯ = -Ш.-(21)

ё/ АТа2

тах

Пример. Рассмотрим методику определения т и Я. Пусть требуется обеспечить динамический диапазон измерений 0...300 К для приемника с шумовой температурой Тш = 200 К и полосой приема ё/ = 100 МГц. В этом диапазоне требуется обеспечить минимальный порог обнаружения сигнала А7атах = 0.05 К. Частота модуляции в радиометре 1 кГц (500 мкс).

Определим уровни опорных сигналов: Топ = Татах = 300 К; Тдоп = Тат|п = 300 К.

Используя (21), найдем: тЯ = 1.045 с. Для обеспечения необходимых динамических свойств системы регулирования выберем т = 30^м = 15 мс. Тогда Я = 1.045/т = 69 и при

периоде модуляции 1 мс время измерения будет составлять 69 мс.

Дальнейшими вычислениями определяется требуемая разрядность выходного цифрового кода радиометра для обеспечения необходимой чувствительности. Найдем количество минимальных значений сигнала антенны, которые укладываются на диапазоне измерения: N = ёТа/ ДТатах = 6000 (учитывая, что для рассматриваемой структуры входного

блока диапазон измерений ёТа = Тдоп), откуда число разрядов выходного цифрового кода радиометра п = [1о§2 N \ = [1оё2 6000] = 13 ( и - символ округления в большую сторону).

Для рассмотренного примера определим входящую в знаменатель формулы (20) величину ^2ё/ тЯ, характеризующую приемник радиометра и обработку сигнала на низкой частоте. Выберем наиболее типичные параметры радиометра: ё/ = 100 МГц, частоту модуляции 1 кГц, постоянную времени низкочастотного фильтра т = 30 мс, Я = 1000, что соответствует одной секунде накопления сигнала. Тогда у/2ё/ тЯ = 78 383.7.

На рис. 4 приведены вычисленные по формуле (19) зависимости пороговой чувствительности модифицированного радиометра для наиболее типичных в дистанционном зондировании диапазонов измерения для приемника с шумовой температурой Тш = 50 К. Из них

следует, что чувствительность в пределах диапазона измерения остается почти неизменной. На краях диапазона измерения чувствительность принимает одинаковое минимальное значение и несколько возрастает в середине диапазона. "Пучки" кривых при одной и той же та тах

соответствуют различным диапазонам измерений. Чувствительность с ростом верхней границы измеряемого диапазона температур ухудшается. В случае расширения диапазона в сторону измерения более высоких эффективных температур антенны возрастает и минимальный порог Л7атщ.

Подобными вычислениями для входных блоков по схемам на рис. 3, б, в можно получить данные для проектирования модифицированного нулевого радиометра:

ДТа, К

0.015 0.010 0.005

Тш = 50 К

Возрастание Та

0

300

600

Та, К

Рис. 4

для входного блока по схеме на рис. 3, б:

ГШИС = [(Та - Топ )/Тдоп ] fM, Ta = Топ + Тдоп %ИС /, Та min = Топ (%ИС = 0),

"м ' ^ а I

Та max = Топ + Тдоп (/ШИС = Ум ), dTa = Та max — Та min = Т

ДОШ

ДГа =

//a (2Т0п + Тдоп + Та + 4ТЩ ) + 2УЩ - Топ (Топ + ТД0П)

yßdfrR

оп + Тш ) + 2Тдоп + 4Тдоп (Топ + Тш )

атах

yj2df TR

(ТОП + тш ) + тдоп + 2ТДОП (ТОП + ТШ )

tR = ■

df а т2 max

для входного блока по схеме на рис. 3, в:

*шис~ [(та- топ у (Гдо^ Топ )] ,

Та топ + (гдОП топ ) ( ¿шИсАм ), та min Топ, Т

а max Тдоп, dTa Тдоп Топ,

АТа _

+ Т + Т + 4Т 2Т2 — Т Т доп ^ до^ оп

yßdfrR

ат _ тдоп + Тш _ (тдоп + тш ) ^ а max i 1Г л , TR . _,2

2

ё/Аг^тах

Расчет минимального обнаружимого сигнала для обоих блоков дает одинаковые результаты при совпадающих диапазонах измерения.

На рис. 5 представлены зависимости порога различимости от сигнала антенны для различных измерительных диапазонов и приемников с различными шумовыми температурами*. Чувствительность не остается одинаковой на диапазоне измерения и изменяется при изменении сигнала антенны почти по линейному закону. АТа достигает максимума при максимальном и минимума при минимальном сигналах антенны в пределах диапазона измерения.

Для всех рассмотренных входных уз-

лов рост Тш приводит к пропорциональному росту минимального обнаружимого сигнала антенны. Ухудшение чувствительности с ростом температуры шумов приемника и входного тракта происходит по линейному закону.

ATa, K

0.018 0.012 0.006

Тш = 400 K

100 K

0

300

600

Та, K

Рис. 5

* Наличие нескольких кривых для одной и той же шумовой температуры приемника определяется различными диапазонами измерений.

АТа, К

0.016

0.014

0

150

Рис. 6

250

Та, К

Экспериментальные исследования.

Полученные формулы для расчета чувствительности проверены в ходе экспериментальных исследований. Эксперименты по определению чувствительности выполнялись для рассмотренных схем входных блоков (см. рис. 3), установленных в радиометре на длину волны 6.5 см. Полная шумовая температура всей системы составляла 600 К,

полоса равнялась 100 МГц, частота модуляции 1 кГц). Сигнал антенны изменялся изменением угла наклона оси антенны к горизонту. Диаграмма направленности охватывала область, в которой отсутствовали источники искусственного электромагнитного излучения. Для различных сигналов антенны определялась флуктуационная чувствительность.

Радиометр перестраивался и в каждом случае выполнялось восемь серий из 16 измерений с интервалом 5 м. Время накопления устанавливалось равным 1 с. Для каждой серии вычислялись средние значения, которые наносились на график (рис. 6). Кривые 1 и 2 построены по полученным аналитическим зависимостям расчета чувствительности радиометра с входными блоками со схемами по рис. 3, а и 3, в соответственно. Экспериментально полученные значения чувствительности обозначены маркерами с интервалами разброса измеренных значений чувствительности через стандартные промежутки времени при неизменном сигнале антенны. Максимальный разброс данных, полученных теоретически и экспериментально, составил около 12 % при стандартном отклонении 6.. .8 %.

В настоящей статье на базе комбинированной импульсной модуляции и оригинального принципа обработки сигналов разработаны принципы и проведен математический анализ функционирования следящей системы, который показал, что изменением длительности широтно-импульсного сигнала можно осуществлять авторегулирование нулевого баланса в радиометре. В соответствии с этим алгоритмом на выходе радиометра в первом полупериоде прямоугольной симметричной модуляции производится выравнивание вольт-секундных площадей импульсов периодической последовательности модулированных сигналов после исключения из них постоянной составляющей, что эквивалентно выравниванию энергий сигналов на входе приемника радиометра в разные полупериоды модуляции. Индикатором равенства вольт-секундных площадей импульсов является нулевое напряжение во втором полупериоде модуляции. Найдена математическая модель, устанавливающая линейную связь эффективной температуры антенны с длительностью модулированного по широтно-импульсному закону опорного шумового сигнала.

Проведенный анализ флуктуационной чувствительности рассмотренного метода измерений указал на переменный ее характер, а также на зависимость от измеряемого сигнала антенны. Для предложенных трех схем входных блоков модифицированного радиометра, отличающихся диапазоном измеряемых сигналов, получены формулы расчета флуктуационной чувствительности и выполнена экспериментальная их проверка.

Список литературы

1. Астафьева Н. М., Раев М. Д., Шарков Е. А. Портрет Земли из космоса. Глобальное радиотепловое поле // Природа. 2006. № 9. С. 75-86.

2. Dicke R. H. The measurement of thermal radiation at microwave frequencies // Rev. Sci. Instrum. 1946. Vol. 17, № 7. P. 268-275.

3. Ryle M., Vonberg D. D. An investigation of radio-frequency radiation from the sun // Proc. of the royal society. 1948. Vol. 193, № 1032. P. 98-119.

4. Троицкий В. С., Любина А. Г., Золотов А. В. Сравнение тепловых шумов некоторых материалов нулевым методом // Докл. АН СССР. 1951. № 4. С. 583-586.

5. Hardy W. N., Gray K. W., Love A. W. An S-band radiometer design with high absolute precision // IEEE Trans. on microwave theory and techniques. 1974. Vol. MTT-22, № 4. P. 382-391.

6. Vlaby F. T., Moore R. K., Fung A. K. Microwave remote sensing. Norwood, MA: Artech house, 1981. 456 p.

7. Evaluation of small signals with a differential radiometer (with application to radio observations at 2.5 GHz) / G. Sironi, P. Inzani, M. Limon, C. Marchioni // Meas. sci. technol. 1990. Vol. 1, № 10. P. 1119-1121.

8. Есепкина Н. А., Корольков Д. В., Парийский Ю. Н. Радиотелескопы и радиометры. М.: Наука, 1973. 415 с.

A. V. Filatov, A. V. Ubaychin, D. E. Paraev

Tomsk state university of control systems and radio engineering

Application concept of zero method measurement in microwave radiometers

The algorithm of microwave radiometer functioning with synchronous using of two kinds of pulse modulations: pulse amplitude and pulse width modulation is considered. This allows to realize a zero measurements method when the fluctuation effect of the receiver gain and the influence of its own noise changes are minimized. Zero balance is automatically supported in radiometer, and the antenna signal is defined indirectly through duration of the signal that operates pulse-width modulation. The general analytical expression for fluctuation sensitivity is obtained from analysis of which benefit requirements in sensitivity as a result of optimization of construction of radiometer input devices are defined. Three modifications of radiometer input devices are investigated and for everyone fluctuation sensitivity at given measurement ranges is defined.

Microwave radiometer, null method of measurement, fluctuation sensitivity

Статья поступила в редакцию 16 сентября 2010 г.

УДК 621.391, 621.396, 621.369

В. А. Пахотин, В. А. Бессонов

Российский государственный университет им. И. Канта

К. В. Власова

Балтийская государственная академия РФ | Метод обработки ионосферных сигналов

Исследовано многолучевое распространение радиоволн на трассе Москва-Калининград. Анализ данных выполнен на основе теории оптимального приема. Показано, что при этом можно выделить лучевую структуру сигнала и определить параметры отдельных его составляющих. В результате может быть получена новая уточненная информация о пути распространения радиоволн и о состоянии ионосферы.

Ионосферное распространение, многолучевое распространеине, теория оптимального приема

Эффект многолучевого распространения, характерный для ионосферного прохождения радиоволн, существенно снижает эффективность комплексов аппаратуры, использующих ионосферные сигналы. В связи с этим одной из наиболее важных в области приема и обработки ионосферных сигналов является задача разделения его составляющих, ко© Пахотин В. А., Бессонов В. А., Власова К. В., 2011 55