CC BY
177
УДК 621.391
ПРИМЕНЕНИЕ АЛГОРИТМА ГЕРЦЕЛЯ ПРИ ПЕЛЕНГОВАНИИ ПАКЕТНЫХ СИГНАЛОВ
М.И. Спажакин, А.Б. Токарев
В статье анализируется проблема быстрого энергетического обнаружения узкополосных импульсных радиосигналов для их последующего пеленгования. При наличии мощных помех, близких по частоте к обнаруживаемым сигналам, непременным условием эффективной обработки является высокая частотная избирательность аппаратуры по соседнему каналу. Для её обеспечения предлагается разделять широкую полосу частот на поддиапазоны с помощью блока фильтров с конечной импульсной характеристикой, а затем в каждом из них осуществлять узкополосную фильтрацию на основе скользящего алгоритма Герцеля. Приведены рекомендуемая схема обработки и структура фильтров на основе алгоритма Герцеля. Представлены результаты сравнения статической и динамической избирательности для фильтра на основе алгоритма Герцеля
Ключевые слова: радиомониторинг, пеленгование коротких радиоимпульсов, алгоритм Герцеля
Введение
При осуществлении радиомониторинга часто возникает задача многоканального обнаружения и пеленгования в широкой полосе частот узкополосных сигналов малой длительности, к которым относятся, в частности, радиоимпульсы сигналов с ППРЧ, радиоизлучения, соответствующие отдельным временным слотам сигналов стандартов GSM, DECT, DMR, и другие аналогичные радиоимпульсы, которые в литературе часто называют пакетными сигналами. Пеленгование в широкой полосе частот целесообразно осуществлять корреляционным интерферометром [1]. Для эффективного сбора данных с антенных пар его антенной решётки необходима процедура быстрого обнаружения подлежащих пеленгованию сигналов, позволяющая оперативно осуществлять многоканальный контроль занятости частотных каналов в полосе частот шириной не менее 20-40 МГц при шаге сканирования порядка 25-50 кГц. При разработке подобной процедуры следует иметь в виду, что пеленгование осуществляется фазовым методом (корреляционный интерферометр). Данный способ пеленгования накладывает следующие требования на цифровой приемник устройства:
1) необходимо иметь хорошую избирательность по соседнему каналу (не менее 60-70 дБ) для обеспечения достаточного динамического диапазона в ситуациях, когда в соседних по частоте радиоканалах размещаются значительно отличающиеся по уровню сигналы;
2) неравномерность в полосе пропускания канального фильтра может быть достаточно значительной - до 6-10 дБ.
Спажакин Михаил Игоревич - ВГТУ, аспирант, e-mail: spazhakinmi@rambler.ru
Токарев Антон Борисович - ВГТУ, д-р техн. наук, доцент, e-mail: TokarevAB@ircoc.vrn.ru, тел. 8 920 4665525
Эффективным способом оперативного обнаружения пакетных сигналов является энергетическое пороговое обнаружение, предполагающее осуществление узкополосной фильтрации. Далее будут рассматриваться особенности использования для этого смешанного модифицированного алгоритма конвейерного частотного преобразования [2], совмещенного со скользящим алгоритмом Герцеля [3].
Общая схема алгоритма фильтрации
Рекомендуемая структурная схема реализации узкополосной фильтрации представлена на рис. 1. Комплексная выборка с частотой дискретизации Fд = 25.6 МГц поступает на многоканальный блок фильтров - группу низкочастотных фильтров с различной отстройкой по частоте, осуществляемой с помощью многоканального блока прямого цифрового синтеза (DDS) и умножителей. Фильтры вместе с преобразователями
Комплексная выборка Гд=25.6 МГц
_X_
7 канальный блок фильтрации Рд=6.4 МГц 1 2 3 4 5 6 7
1 2 3 4 5 6 7 Входное устройство с линией задержки 1 2 3 4 5 6 7
I
12 3 4 5 6 7
Набор фильтров Герцеля
12 3 4 5 6 7
I
1 2 3 4 5 6 7 Выходное устройство каждого поддиапазона
Рис. 1. Общая структурная схема алгоритма
частоты производят деление всего частотного диапазона на поддиапазоны. Для эффективной реализации число промежуточных поддиапазонов должно быть не более 8-10 (на рис.1 показан семиканальный блок фильтрации). Сигнал с выхода каждого диапазонного фильтра поступает на блок фильтров Герцеля, где (без преобразования частоты дискретизации) осуществляется узкополосная фильтрация. Входные и выходные устройства осуществляют временное мультиплексирование и демультиплексирование соответственно.
На рис.2 представлены частотные характеристики диапазонных фильтров и их взаимная частотная расстройка; на рис.3 показана примерная АЧХ КИХ фильтра каждого частотного поддиапазона. Частота дискретизации на выходах фильтров равна 6.4 МГц, что обеспечивает минимальное подавление продуктов децимации на 75 дБ. Оптимизация коэффициентов фильтра и снижение требований к ширине переходной полосы (1.6-3.2 МГц, см. рис.3) позволяют заметно уменьшить длину импульсной характеристики фильтров. В частности, неравномерность в полосе пропускания, не превышающую 2 дБ, и уровень подавления в полосе задержания порядка 70 дБ удаётся получить при использовании КИХ фильтров 31 порядка.
/ V V V \
-9.6 / -3.2 V 3.2 V 9.6 \ча :тота, МГц
-6.4 0 6.4
-11.2 -8.0 -4.8 -1.6 1.6 4.8 8.0 11.2 Рис. 2. Частотные характеристики фильтров
Выходные сигналы диапазонных фильтров поступают на блок фильтров, построенных на основе скользящего алгоритма Герцеля. Структурная схема подобного фильтра, включающего линию задержки на число тактов, определяемое длиной БПФ, и резонатор, настроенный на частоту / представлена на рис. 4; входная частота дискретизации равна выходной частоте и в приведенном примере составляет 6.4 МГц. Фильтр на основе алгоритма Герцеля обладает линейностью фазы, а АЧХ фильтра эквивалентна АЧХ БПФ соответствующей длины (функция вида sin(x)/x).
Рис. 3. АЧХ канального фильтра
Рис. 4. Структурная схема скользящего фильтра Герцеля
Фильтр осуществляет динамический пересчет, поэтому операцию взвешивания окном целесообразно производить в частотной области. Данный факт ограничивает набор применимых к данному алгоритму окон [4]. Окна, которые подходят для реализации скользящего алгоритма Герцеля, должны иметь вид
w(t) = =0ск • соб(2пкЬ/Ы),
где м>(?) - значения оконной функции, взятые в произвольные моменты времени t, N - длина БПФ, К - число «косинусных» слагаемых, ск -весовой коэффициент. На рис. 5 представлена структурная схема, позволяющая производить взвешивание окном в частотной области и состоящая из гребенчатого фильтра (линия задержки на N отводов - на рис. 4 «ЛЗ_№> и вы-читатель) и нескольких резонаторов, настроенных на соседние частоты (бины) БПФ. Отклик каждого резонатора взвешен соответствующим весовым коэффициентом ск из выражения.
Особенности механизма оценки частотной избирательности фильтров
Следует отметить, что появление на входе анализируемой системы узкополосного ра-
диоимпульса переводит её на определенное время в состояние переходного процесса. Во время переходного процесса избирательность узкополосного фильтра значительно отличается от статической избирательности, поэтому для корректной оценки свойств системы целесообразно исследовать её динамическую избирательность. Зная разницу между статическим и динамическим уровнями избирательности по соседнему каналу, можно с большей точностью принимать решение о наличии сигнала в канале, особенно если в соседнем канале присутствует сигнал с большим уровнем.
Исследование уровня динамической избирательности производилось с помощью моделирования отклика фильтра Герцеля на комплексный узкополосный импульсный сигнал с отличной от нуля центральной частотой. При этом частота настройки фильтра равнялась нулю. Производилась оценка уровня пика во время переходного процесса, который возникал в результате действия узкополосного сигнала на систему. Динамическая избирательность полагалась равной минимальному уровню подавления сигнала, который соответствует пику отклика.
Исследование динамической избирательности и сопоставление результатов со статической избирательностью проводились для нескольких типов окон: окно Хемминга, Натала с 3 слагаемыми (со=0.44959, С1=0.49364, С2=0.05677) и с 4 слагаемыми (с0 = 0.40217, с1 = 0.49703, с2 = = 0.09892, сз = 0.00188) [4]. Кривые статической избирательности для окон Хемминга (1), Натала с 3 слагаемыми (2) и Натала с 4 слагаемыми (3) представлены на рис. 6, где по горизонтали показана отстройка воздействующего сигнала от центральной частоты полосы пропускания фильтра. На рис.7 для тех же окон представлены кривые динамической избирательности.
м
ч
-45 -50 -55 -60 ■65
о) К Я
--70
ш
сЗ
о -75 С
-85 -90 -95
-в-Окно 1 -^Окно 2 -в-Окно 3
20
40 60
Отстройка по частоте, отсчеты
Рис. 6. Статическая избирательность
-25
-30
из
1-35
5-40 С
-45
-50
-в-Окно 1 -^Окно 2 -в-Окно 3
20
40 60 8
Отстройка по частоте, отсчеты
Рис. 5. Структурная схема взвешивания окном в частотной области
Рис. 7. Динамическая избирательность
При нулевой расстройке или отстройке на один-два отсчета дискретного спектра в ответ на появление на входе фильтра узкополосного воздействия отклик исследуемой системы плавно нарастает до максимума, определяемого расстройкой. На рис. 6,7 этот участок с близкими к нулю показателями подавления не показан в целях упрощения масштабирования.
Для представленных на рис. 6,7 отстроек, соответствующих типовому разносу по частоте соседних каналов систем связи, переходной процесс сопровождается явно выраженным всплеском интенсивности сигнала, быстро спадающим по мере перехода в установившийся режим работы. Как следствие, уровни подавления для кривых статической и динамической избирательности могут отличаться более чем на 40 дБ (см. окно 3 - Натала с 4 слагаемыми).
При превышении сигналом уровня порога в каком-либо из контролируемых радиоканалов не следует сразу принимать решение о появле-
нии на данной частоте полезного сигнала, т.к. этот отклик может быть обусловлен реакцией фильтра на радиоимпульс с центральной частотой соседнего радиоканала. Если за временной интервал, соответствующий половине длины импульсной характеристики фильтра наблюдаемый уровень сигнала резко снижается (для окна 3 - на 40 дБ), то превышение порога было вызвано появлением мощной импульсной помехи в соседнем радиоканале, поскольку для современных систем связи подобное колебание интенсивности излучаемых колебаний не характерно. Если же после превышения порога наблюдаемый уровень сигнала продолжает нарастать и длительное время остаётся сравнительно стабильным, то это указывает на соответствие центральной частоты радиоимпульса частотной настройке тестируемого радиоканала.
Плюсы алгоритма Герцеля:
• Обработка данных на высокой тактовой частоте обеспечивает высокую разрешающую способность по времени.
• Минимальная временная задержка при обработке в режиме реального времени обусловлена отсутствием конвейеризации, характерной для БПФ.
• Предварительное деление всего частотного диапазона на поддиапазоны с помощью КИХ фильтров позволяет повысить эффективность реализации за счет многократного использования ресурсов, необходимых для построения фильтров Герцеля, а также упрощает реализацию устройства принятия решения из-за снижения тактовой частоты его работы по отношению к первоначальной.
Заключение
Эффективным способом организации узкополосной фильтрации пакетных сигналов при
их обнаружении в системах пеленгования является скользящий алгоритм Герцеля, комбинируемый с разбиением широкой полосы частот на более узкие поддиапазоны. Помехоустойчивость схемы порогового энергетического обнаружения существенно зависит от динамической частотной избирательности схемы частотной селекции, которая может отличаться от статической более чем на 20 дБ. Представленные результаты по исследованию статической и динамической избирательности показывают, что при обнаружении узкополосного сигнала на повышенной частоте дискретизации за счет применения скользящего фильтра Герцеля обеспечивается устойчивая локализация пика, вызванного переходным процессом по соседнему каналу. Это позволяет получить хорошую временную синхронизацию и снижение вероятности ложного обнаружения сигнала в соседнем канале. Повышение помехоустойчивости по отношению к мощным помехам в соседних по частоте радиоканалах оказывается наиболее существенным при использовании окон с существенно различающейся статической и динамической частотной избирательностью.
Литература
1. Рембовский, А.М. Радиомониторинг: задачи, методы, средства / А.М. Рембовский, А.В. Ашихмин, В.А. Козьмин; под ред. А.М. Рембовского. - 3-е изд., перераб. и доп. - М: Горячая линия-Телеком, 2012. - 640 с.
2. Каплун, Д. Частотно-временной анализ банком цифровых фильтров / Д. Каплун, И. Канатов, А. Будилов, Л. Азаренков // Компоненты и технологии. - 2009. - № 3.
3. Лайонс, Р. Цифровая обработка сигналов / Р. Лай-онс. - 2-е изд. Пер. с англ. - М.: ООО «Бином-Пресс», 2006 г. - 656 с.
4. Nuttall, A. «Some Windows with Very Good Side-lobe Behavior», IEEE Trans. On Acoust. Speech, and Signal Proc, Volo. ASSP-29, No. 1, Feb. 1981. - P. 84-91.
Воронежский государственный технический университет
APPLICATION OF GOERTZEL ALGORITHM FOR DIRECTION FINDING OF DIFFERENT SOURCES BY THE STREAM OF SHORT PULSES
M.I. Spazhakin, A.B. Tokarev
The problem of fast energy detection of narrow-band impulse radio signals for direction finding is analyzed in this article. High frequency selectivity of equipment is essential condition of effective digital processing, when there is strong interference close to the frequency of detecting signals. Wide frequency bandwidth can be divided into sub-bands by using a block of digital filters with finite impulse response. Narrow band filtering can be implemented by using of sliding Goertzel algorithm in each sub-band. The recommended processing flow chart and structure of filters based on the Goertzel algorithm are proposed. The results of compare static and dynamic selectivity of filter are performed
Key words: radio monitoring, direction finding of short time radio impulses, Goertzel algorithm
