Правила поведения на дорогах» для высокоскоростных дифференциальных драйверов АЦП Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

Джон АРДИЗЗОНИ (John ARDiZZONi)

john.ardizzoni@analog.com Джонатан ПИРСОН (Jonathan PEARSON)

jonathan.pearson@analog.com Перевод: Елена ТРОШКОВА

etrosh@mail.ru

«Правила поведения на дорогах»

для высокоскоростных дифференциальных драйверов АЦП

Как специалисты-практики мы постоянно сталкиваемся с различными вопросами подготовки сигналов высокоскоростных аналого-цифровых преобразователей (АЦП) с дифференциальными входами. Действительно, правильный выбор драйвера АЦП и схемы его включения может оказаться довольно сложной задачей. Для того чтобы сделать разработку надежной схемы АЦП немного проще, мы отобрали ряд «опасных ситуаций на дорогах» и способов выхода из них. В данной статье с уверенностью утверждается, что схема, которая формирует сигналы для АЦП, известная под названиями «драйвер АЦП» или «дифференциальный усилитель», способна управлять высокоскоростными сигналами.

введение

В большинствесовременныхвысококачест-венных АЦП используются дифференциальные входы. Благодаря сбалансированной передаче сигнала это позволяет подавить синфазный шум и помехи, увеличить в 2 раза динамический диапазон и улучшить общую эффективность. Несмотря на то, что АЦП с дифференциальными входами могут работать с несимметричными входными сигналами, оптимальная работа АЦП достигается, когда входной сигнал является дифференциальным. Схемы драйверов АЦП, часто специально разрабатываемых для получения таких сигналов, выполняют много важных функций, включая масштабирование по амплитуде, преобразование несимметричного сигнала в дифференциальный, буферизацию, коррекцию синфазного смещения сигнала, фильтрацию. После выпуска AD8138 [1] дифференциальные драйверы АЦП стали важнейшими элементами преобразования сигнала в системах получения, накопления и обработки данных.

На рис. 1 приведена основная схема полностью дифференциального драйвера АЦП с об-

OUT, dm

о vn0 +

Рис. 1. Дифференциальный усилитель

ратной связью по напряжению. Здесь можно заметить два отличия от традиционной схемы операционного усилителя с обратной связью по напряжению. Дифференциальный драйвер АЦП имеет дополнительный выход (VON) и дополнительный вход (VOC:м). Это обеспечивает большую гибкость при согласовании сигналов с АЦП, имеющими дифференциальные входы.

Вместо несимметричного выходного сигнала дифференциальный драйвер АЦП вырабатывает сбалансированный дифференциальный выходной сигнал между VOp и VON относительно VOCм. Здесь “Р’ означает положительный и “Ы” — отрицательный. Входной сигнал VOCм задает напряжение выходного синфазного сигнала. Пока входные и выходные сигналы находятся в своих заданных пределах, выходное синфазное напряжение должно быть равным напряжению, приложенному к входу VOCм. Отрицательная обратная связь и высокое усиление схемы усилителя с разомкнутой обратной связью приводят к тому, что напряжения УА+ и УА-на входах усилителя становятся равными.

Для дальнейшего обсуждения необходимо дать несколько определений.

Если входной сигнал сбалансирован, VIP и V¡N равны по амплитуде и противоположны по фазе. Когда входной сигнал является несимметричным, напряжение на одном входе остается постоянным, а на другом меняется по отношению к нему. В обоих случаях входной сигнал определяется как VIP - VIN.

Дифференциальное входное напряжение

IN, cm "

(VIP VIN)/2.

(2)

IN, dm

in Cm определены в выражениях:

VIN, dm = VIP VIN,

Такое определение синфазного сигнала наглядно, когда применяется к сбалансированным входным сигналам, но оно также правомерно для несимметричных входных сигналов.

Выходной сигнал состоит из дифференциального и синфазного сигналов, которые определены в следующих выражениях:

VOUT, cm = VOP VON, (3)

V

(VOP VON)/2.

OUT, cm OP ON

(4)

и синфазное входное напряжение

Обратите внимание на разницу между действительным напряжением синфазного сигнала (VOUт сШ) и VOC:м на входе, который представляет собой уровень напряжения выходного синфазного сигнала.

Анализ дифференциального драйвера АЦП гораздо более сложен, чем расчет традиционного операционного усилителя. Упрощая алгебраические выкладки, целесообразно определить два коэффициента обратной связи, в1 и в2, как это показано в уравнениях:

в1 = RG1/(RF1+RG1¡, (5)

в2 = RG2/(RF2+RG2)■ (6)

В большинстве применений драйверов АЦП в1 = Р2, но для того, чтобы понять, насколько сильно несоответствие коэффициентов бета наносит ущерб эффективности работы, используется общее уравнение для цепи без обратной связи в обозначениях VIp,

VOCM, в1 и в2 для ^ит, Ш Выражение

, приведенное в формуле (7),

(1) для V,

OUT, dm'

содержит конечный частотно-зависимый коэффициент усиления усилителя для схемы без обратной связи — А(х).

V --

' ОиТ, От

Рі+Рі ^см(Р-Р2)+^а-Рі)-^(і-Р2)

1 + -

^)(Р1+Р2)

Я

я

1+-

лооРі.

А/- = Увит, Ат1УМ, йт = Щ

напряжению от того же самого входного сигнала, выраженному в дБ:

Ошибка баланса выходного сигнала =

= МЬ^ДУоиТ, ст/ДУвиТ, йт\. (10)

Внутренняя петля синфазного сигнала обратной связи заставляет VOUт ¿Ш стать равным напряжению, приложенному к входу ■ (7) VOCм, чем достигается превосходный баланс

выходного сигнала.

Когда в1 Ф Р2, дифференциальное выходное напряжение зависит от VOCм, что нежелательно, поскольку при этом возникает смещение и увеличение шума на дифференциальном выходе. Произведение коэффициента усиления на ширину полосы пропускания для схем с обратной связью по напряжению постоянно. Интересно, что коэффициент усиления в произведении коэффициента усиления на ширину полосы пропускания является средним арифметическим обоих коэффициентов обратной связи.

Когда в1 = в2 = в, (7) сокращается до выражения:

(8)

Это более знакомое выражение; усиление идеальной схемы с обратной связью становится просто Кр;/К& когда A(s) ^ а>. Произведение коэффициента усиления на ширину полосы пропускания также выглядит более знакомым, с «шумовым коэффициентом», равным 1/р, как и в традиционном операционном усилителе.

Идеальный коэффициент усиления схемы с обратной связью для дифференциального драйвера АЦП с согласованными коэффициентами обратной связи показан в (9):

Согласование входа драйвера АЦП

Драйверы АЦП часто используются в системах, которые обрабатывают высокоскоростные сигналы. Когда размеры соединительных линий сопоставимы с длиной волны сигнала, устройства должны быть соединены электрическими передающими линиями с контролируемым сопротивлением, чтобы избежать потери целостности сигнала. Оптимальная работа достигается в том случае, когда линия передачи нагружена с обоих концов на свой характеристический импеданс. Драйвер обычно устанавливается рядом с АЦП, поэтому контроль импеданса соединения между ними не нужен. Однако проводники, подводящие входной сигнал к драйверу АЦП, бывают достаточно длинными, и это вынуждает контролировать импеданс соединения.

Входное сопротивление драйвера АЦП, будь это дифференциальный или несимметричный сигнал, должно быть больше или равно тре-

буемому оконечному сопротивлению, чтобы оконечный резистор Кт мог быть добавлен параллельно входу усилителя для обеспечения требуемого сопротивления. Предполагается, что все драйверы АЦП в примерах используются со сбалансированными коэффициентами обратной связи, как это показано на рис. 2.

Вследствие того, что напряжение между двумя входами усилителя стремится к нулю под действием отрицательной обратной связи, эти входы виртуально соединены, и сопротивление дифференциального входа К1м просто равно 2К& Для того чтобы согласовать полное сопротивление линии передачи Кь, поместите резистор Кт, рассчитанный по формуле 11, параллельно дифференциальному входу. На рис. 3 показаны типовые сопротивления К1: = КG = 200 Ом, требуемое сопротивление Кь ¿Ш = 100 Ом и Кт = 133 Ом.

Кт = У^/Яд-тм)). (11)

(9)

Баланс выхода, важный показатель работы дифференциальных драйверов АЦП, имеет две составных части: амплитудный баланс и фазовый баланс. Амплитудный баланс является критерием, показывающим, насколько два выходных сигнала близки по амплитуде; в идеальном усилителе они точно совпадают. Фазовый баланс — это величина, показывающая, насколько близка к 180° разность фаз двух выходных сигналов. Любое разбаланси-рование по амплитуде или по фазе вызывает появление нежелательной синфазной составляющей выходного сигнала. Ошибка баланса выходного сигнала (10) — это логарифм отношения выходного синфазного напряжения при заданном дифференциальном входном сигнале к выходному дифференциальному

1,5 В-I

Рис. 4. Пример несимметричного входа для драйвера АЦП

267 0м

200 Ом

рис. 5. Импеданс несимметричного входа

Согласование несимметричного входа требует больших усилий. На рис. 4 показано, как работает драйвер АЦП с несимметричным входом и дифференциальным выходом.

Несмотря на то, что входной сигнал является несимметричным, V¡N ¿т равно V¡N. Из-за того, что резисторы RF и RG равны и сбалансированы, усиление равно единице и дифференциальный выходной сигнал, VOp-VON, равен входному, то есть 4 В от пика до пика. Vouт, ст равно Vocм = 2,5 В и у+ и У- равны Уор/2.

Используя выражения (3) и (4), получим Уор = Уосм+Уш/2 и размах синфазных колебаний ±1 В относительно 2,5 В. Уоы = УосМ~Ущ/2, противофазный размах — ±1 В относительно 2,5 В. Таким образом, размах колебаний УА+ и у_ относительно 2,5 В равен ±0,5 В. Переменная составляющая тока, которая должна быть обеспечена за счет Ут, представляет собой (2-0,5) В/500 Ом = 3 мА, таким образом, сопротивление относительно «земли», которое должно быть согласовано в соответствии с Ут, равно 667 Ом.

Общая формула для определения этого входного сопротивления для несимметричного входного сигнала, когда коэффициенты обратной связи каждой петли согласованы, показана в (12), где R¡N еявляется входным сопротивлением для несимметричного сигнала:

—

я

1-

2х(Л0+Л^)

(12)

Это исходная точка для вычисления сопротивления на конце линии. Тем не менее, необходимо отметить, что уравнения для коэффициента усиления усилителя основываются на допущении, что источник сигнала имеет нулевой выходной импеданс. Значительный

рис. 6. Несимметричная схема с источником сигнала и согласующими резисторами

рис. 7. Эквивалентная схема Тевенина источника сигнала

импеданс источника добавляется только к верхнему RG. Для сохранения баланса необходимо добавить сопротивление к нижнему RG, но это повлияет на усиление.

Решить проблему расчета согласования несимметричного сигнала возможно аналитически, но главным образом используется итеративный метод. Необходимость в нем станет очевидной при рассмотрении следующего примера.

На рис. 5 коэффициент преобразования несимметричного сигнала в дифференциальный равен единице, входная нагрузка — 50 Ом, а величины резисторов выбраны около 200 Ом для поддержания низкого шума.

Выражение (12) дает величину сопротивления несимметричного входа 267 Ом.

Выражение (13) показывает, что параллельное сопротивление, RT, должно быть 61,5 Ом, чтобы снизить 267-омное входное сопротивление до 50 Ом:

RT = 1/(( 1/50)—( 1/267)) = 61,5 Ом. (13)

На рис. 6 показана несимметричная схема с источником сигнала и согласующим оконечным резистором.

На холостом ходу напряжение источника с его 50-омным сопротивлением составляет 2 В от пика до пика. Когда источник напряжения нагружается на 50 Ом, входное напряжение падает до 1 В от пика до пика. Это равно дифференциальному выходному напряжению драйвера с единичным усилением.

Эта схема сначала может показаться законченной, но к верхнему RG добавлено несогласованное сопротивление 61,5 Ом, подключенное параллельно с сопротивлением 50 Ом. Это изменяет усиление и сопротивление несимметричного входа и ухудшает коэффициенты

обратной связи. Для небольших коэффициентов усиления изменение входного сопротивления мало, и им можно в данное время пренебречь, но коэффициенты обратной связи по-прежнему должны быть согласованы. Простейший способ добиться этого — добавить сопротивления к нижнему RG. На рис. 7 показана эквивалентная схема Тевенина, в которой приведенная выше комбинация работает как сопротивление источника.

Таким образом, 27,6-омный резистор Rтs добавлен к нижней петле для согласования коэффициентов обратной связи, как показано на рис. 8.

Обратите внимание, что напряжение Тевенина 1,1 В от пика до пика больше, чем правильно согласованное напряжение 1 В от пика до пика. При этом каждое сопротивление, определяющее коэффициент усиления, увеличивается на 27,6 Ом, уменьшая усиление схемы с обратной связью. Этим противодействующим эффектом можно пренебречь для больших резисторов (>1 кОм) и маленьких коэффициентов усиления (1 или 2), но им нельзя полностью пренебречь для маленьких резисторов или более высоких усилений.

Теперь схема, приведенная на рис. 8, с легкостью проанализирована, и в уравнении (14) рассчитано дифференциальное выходное напряжение:

УОиТ, іт =

= 1,1 В от пика до пика (200/227,6) =

= 0,97 В от пика до пика. (14)

Дифференциальное выходное напряжение находится на не вполне желаемом уровне 1 В от пика до пика, но можно провести окончательную независимую настройку путем

200 Ом

27,6 Ом

<Ча

¥оит,ат

^ ^ОР

рис. 8. Сбалансированная несимметричная согласованная схема

изменения сопротивления обратной связи, как показано в выражении:

Vacm ИЛИ VA± -

2№Уос.+УМ-М+УМ-№

Rf = 227,6

= 227,6

желаемое Vou%dm

1,1 от пика до пика

1.0 от пика до пика

1.1 от пика до пика = 206,9 Ом.

(15)

На рис. 9 показана полная схема, выполненная со стандартными 1%-ными резисторами. Как показано на рис. 9, сопротивление несимметричного входа драйвера RIN !е изменилось благодаря изменению в Rp и RG. Усилительные резисторы драйвера равны 200 Ом в верхней петле и 200+28 = 228 Ом в нижней петле. Расчет RIN х, при различных величинах усилительных резисторов, прежде всего, требует двух величин бета, которые должны быть рассчитаны так, как показано в уравнениях:

Рі = RG/(RF+RG) = 200/405 = 0,494, (16)

в2 = (RG+RTS)/(RF+RG+RTS) =

= 228/433 = 0,527. (17)

Входное сопротивление RIN е рассчитано так, как показано в уравнении:

R1N, se = (RG(Pl+ P2) )/(Pl(P2+1))

= 271 Ом.

Kcm или VA± =

V1N, ст+в( VOCM V1CM).

(18)

Это не сильно отличается от величины 267 Ом, рассчитанной вначале, и не оказывает существенного воздействия на расчет RT, поскольку Rin e включено параллельно с RT.

Если требуется более точное общее усиление, можно использовать резисторы большей точности или подгонку группы резисторов.

Однократная итерация описанным здесь методом хорошо работает для величины усилений 1 или 2 при замкнутой цепи обратной связи. Для более высоких усилений величина RTS становится сравнима с величиной R& и разница между величиной Rm e, рассчитанной в уравнениях (18) и (12), становится больше. В таких случаях требуется несколько итераций.

Это будет нетрудно: недавно появились программные средства калькулятора для дифференциального усилителя — ADIsimDiffAmp [2] и ADI Diff Amp Calculator [3]. С их помощью можно провести все приведенные выше расчеты за несколько секунд.

Диапазон входного синфазного напряжения

Диапазон синфазного напряжения входного сигнала (Input common-mode voltage range, ICMVR) определяет диапазон напряжения, которое может быть приложено к входам дифференциального усилителя для нормаль-

-IN Tq г^-М02 Q3J 1 П_|—|_f_|—|-1 Q Л +IN

Рис. 10. Упрощенный дифференциальный усилитель со смещенным ICMVR

Р1+Р2

(19)

ной работы. Напряжение, которое появляется на этих входах, может быть обозначено как ICMVR, Vasm или VA±. Его спецификация часто бывает непонятной. Труднее всего найти величину действующего напряжения на дифференциальных входах усилителя, особенно по отношению к входному напряжению. Входное напряжение усилителя (У±) можно рассчитать, зная переменные V¡N т, в и VOCм, используя основное уравнение (19) для не равных коэффициентов в или упрощенное уравнение (20) для равных в:

(20)

Полезно вспомнить, что VA всегда является уменьшенной копией входного сигнала (рис. 4). Диапазон синфазного напряжения в усилителях различных типов бывает разным. Высокоскоростные драйверы АЦП фирмы Analog Devices имеют два типа конфигурации входного каскада — центрированную и смещенную. Центрированные драйверы АЦП имеют границы рабочей области примерно 1 В относительно каждой шины питания (отсюда — центрированные). Входные каскады со смещением содержат два добавочных транзистора для того, чтобы сдвинуть диапазон входного сигнала ближе к отрицательной шине -V. На рис. 10 показана упрощенная входная схема типового дифференциального усилителя (Q2 и Q3).

Архитектура со смещенным входом дает возможность дифференциальному усилителю обрабатывать входной биполярный сигнал даже когда усилитель питается от одного источника питания. Такие усилители хорошо подходят для применений с одним источником питания, когда входные сигналы находятся вблизи или ниже «земли». Дополнительные p-n-p-транзисторы (Q1 и Q4) на входе смещают вверх вход дифференциальной пары на величину одного падения напряжения (Vbe) на переходе «база - эмиттер транзистора». Например, если ко входу -IN приложено напряжение -0,3 В, точка А будет сдвинута на 0,7 В, что позволит дифференциальной паре работать правильно. Без транзисторов p-n-p (центрированный входной каскад) напряжение -0,3 В в точке А вызовет обратное смещение дифференциальной пары p-n-p и воспрепятствует нормальной работе.

Таблица 1 дает возможность бегло ознакомиться с некоторыми параметрами драйверов АЦП фирмы Analog Devices. Одного взгляда достаточно, чтобы обнаружить, какой из драйверов имеет центрированную конфигурацию, а какой нет.

Связь на входе и выходе: по переменному или постоянному току

Необходимость связи по переменному или постоянному току может иметь огромное влияние на выбор дифференциального драйвера АЦП. Решения для входов и выходов отличаются друг от друга.

Входной каскад со связью по переменному току представлен на рис. 11.

Для применений «дифференциальный вход - дифференциальный выход» со связью входов по переменному току постоянное напряжение синфазного сигнала, появляющееся на входах усилителя, равно постоянному синфазному выходному напряжению, по-

Таблица 1. Характеристики высокоскоростных драйверов АЦП

Драйверы АЦП ICMVR VOCM Размах выходного сигнала, В Ток потребления, мА

Напряжение питания Напряжение питания

Тип Полоса, МГц Скорость нарастания, В/мкс Шум, нВ ±5 В ей ю + еа Ї-0 + +3 В ±5 В +5 В В Ї-0 + +3 В

AD8132 360 1000 8 -4,7...+3 0,3-3 0,3-1,3 0,3-1 ±3,6 1-3,7 - 0,3-1 ±1 12

AD8137 76 450 8,25 -4...+4 1-4 1-2,3 1-2 ±4 1-4 1-2,3 1-2 RR 3,2

AD8138 320 1150 5 -4,7 .+3,4 0,3-3,2 - - ±3,8 1-3,8 - - ±1,4 20

AD8139 410 800 2,25 -4...+4 1-4 - - ±3,8 1-3,8 - - RR 24,5

ADA4927-1 ADA4927-2 2300 5000 1,4 -3,5...+3,5 1,3-3,7 - - ±3,5 1,5-3,5 - - ±1,2 20

ADA49232-1 ADA49232-2 1000 2800 3,6 -4,8...+3,2 0,2-3,2 - - ±3,8 1,2-3,2 - - ±1 9

ADA4937-1 ADA4937-2 1900 6000 2,2 - 0,3-3 0,3-1,2 - - 1,2-3,8 1,2-2,1 - ±0,8 39,5

ADA4938-1 ADA4938-2 1000 4700 2,6 -4,7 .+3,4 0,3-3,4 - - ±3,7 1,3-3,7 - - ±1,2 37

ADA4939-1 ADA4939-2 1400 6800 2,6 - 1,1-3,9 0,9-2,4 - - 1,3-3,5 1,3-1,9 - ±0,8 36,5

Рис. 11. Драйвер АЦП со связью по переменному току Рис. 12. Связь по постоянному току на входе и связь по переменному току на выходе

Таблица 2. Вид связи и типы входного каскада

Тип связи Входной сигнал Питание Тип входа

Любая Любой Двухполярное Любой из двух

По переменному току Несимметричный Однополярное Центрированный

По постоянному току Несимметричный Однополярное Со сдвигом

По переменному току Дифференциальный Однополярное Центрированный

По постоянному току Дифференциальный Однополярное Центрированный

скольку постоянный ток обратной связи блокируется входными емкостями. К тому же коэффициенты обратной связи по постоянному току согласованы и точно равны единице. VOCм и, следовательно, постоянное входное напряжение синфазного сигнала очень часто устанавливаются вблизи середины напряжения питания. Драйвер АЦП с центрированным диапазоном входного синфазного сигнала хорошо работает в этих типах применений с входным синфазным напряжением вблизи середины своего диапазона, указанного в спецификации.

Применения «несимметричный сигнал -дифференциальный сигнал» со связью по переменному току подобны своим аналогам с дифференциальным входом, как, например, на рис. 11, но имеют пульсацию синфазных составляющих сигнала. Она представляет собой уменьшенную копию входного сигнала на входных выводах усилителя. Драйвер АЦП с центрированным диапазоном входного синфазного напряжения устанавливает среднее напряжение входного синфазного напряжения около середины своего диапазона, указанного в спецификации, обеспечивая большой запас для пульсаций во множестве применений.

Когда входная связь по постоянному току необязательна, следует отметить, что драйверы АЦП с входной связью по переменному току рассеивают меньше мощности, чем аналогичные драйверы с входной связью по постоянному току, поскольку ни в одном из контуров обратной связи не протекает синфазный постоянный ток.

Связь выходов драйверов АЦП по переменному току полезна, когда АЦП требуется входное синфазное напряжение, которое заметно отличается от того, которое есть на выходе драйвера. Драйверы имеют максимальную амплитуду сигнала, когда VOCм установлено примерно на половине напряжения питания. Это представляет проблему при управлении низковольтными АЦП, когда требуется очень малое синфазное напряжение входного сигнала. Простым решением для выхода из этого затруднительного положения (рис. 12) будет установить связь по переменному току между выходом драйвера и входом АЦП, удалив постоянное синфазное напряжение АЦП из выходного сигнала драйвера и давая возможность приложить уровень синфазного напряжения, пригодного для АЦП, с его стороны связи по перемен-

ному току. Например, драйвер может быть подключен к одиночному питанию -1,8 В с требуемым входным синфазным напряжением 0,9 В, приложенным к точке, обозначенной ADC CMV.

Драйверы со сдвинутым диапазонами входных синфазных сигналов обычно работают наилучшим образом в системах со связью по постоянному току с однополярным питанием. Это происходит потому, что выходное синфазное напряжение начинает уменьшаться, проходя через контуры обратной связи, и их переменные составляющие могут быть близкими к «земле», которая представляет собой отрицательную шину питания. При несимметричных сигналах входное синфазное напряжение становится очень близким к уровню отрицательной шины из-за пульсаций входного сигнала.

Системы с двумя напряжениями питания, несимметричными или дифференциальными входными сигналами и связью по постоянному или переменному току обычно хороши с любым типом входного каскада,

поскольку имеют увеличенный рабочий диапазон.

В таблице 2 приведено большинство сочетаний типов входных каскадов драйверов АЦП с различными входными связями и способами подачи питания. Тем не менее, эти сочетания могут быть не всегда лучшими, и каждая система должна быть рассмотрена отдельно.

Размах выходного сигнала

Для того чтобы динамический диапазон АЦП был максимальным, входной сигнал должен занимать весь входной диапазон АЦП. Но нужно соблюдать осторожность: слишком большой входной сигнал может повредить вход, а слишком маленький — приведет к потере разрешения. Наличие полного размаха сигнала на входе АЦП не означает, что сигнал на выходе усилителя имеет максимальный размах. Основное преимущество дифференциальных выходов состоит в том, что размах сигнала на каждом из них составляет только

^ОСМ> в

Рис. 13. Зависимость гармонических искажений от Vocм при различных частотах для ADA4932 с питанием 5 В

АЦП/ЦАП

половину от размаха сигнала на традиционном несимметричном выходе. Сигналы на выходах драйверов могут находиться вдали от напряжений питания, что позволяет избежать искажений. Для несимметричных драйверов это не так. Поскольку выходное напряжение драйвера приближается к напряжению шины, усилитель теряет линейность, и появляются искажения.

Существуют применения, в которых важен каждый последний милливольт выходного напряжения. По данным таблицы 1 видно, что действительно мало драйверов АЦП имеют выходной сигнал с размахом, равным на-

пряжению питания, с типовым расстоянием между пиком сигнала и напряжением питания от нескольких милливольт до нескольких сотен милливольт, в зависимости от нагрузки.

На рис. 13 показано множество гармонических искажений в зависимости от VOCм при различныхчастотахдля драйвераADA4932 с питанием 5 В, который характеризуется типовым выходным размахом сигнала внутри диапазона, отстоящего на 1,2 В от обоих напряжений питания. Выходной сигнал является суммой VOCм и VPEAK сигнала (1 В). Отметим, что эти искажения минимальны в диапазоне VOCм от 2,0 до 2,8 В. Таким же образом мож-

но рассмотреть полосу пропускания и скорость нарастания выходного напряжения. ■

Окончание следует Литература

1. www.analog.com

2. www.designtools.analog.com/dtDiffAmpWeb/ dtDiffAmpMain.aspx

3. www.analog.com/en/design-tools/ dt-adisim-design-sim-tool/design-center/list.html

4. www.analog.com/library/analogdialogue/ archives/39-09/layout.html