CC BY
13УДК 621.38
Построение монолитных ИС многоразрядных фазовращателей СВЧ-диапазона с улучшенными точностными характеристиками
В.В. Елесин, Г.Н. Назарова, Н.А. Усачев, Г.В. Чуков, Д.И. Сотсков Институт экстремальной прикладной электроники НИЯУ МИФИ
В.В. Репин ФГУП НИИМА «Прогресс» (г. Москва)
И.И. Мухин
Национальный исследовательский университет «МИЭТ»
Рассмотрены схемы построения полупроводниковых ИС многоразрядных фазовращателей для активных фазированных антенных решеток СВЧ-диапазона. Показано, что использование активных векторных фазовращателей обеспечивает значительное снижение вносимых потерь и улучшение точностных параметров, недоступное для пассивных проходных фазовращателей. Разработаны пять типов монолитных и гибридных многоразрядных фазовращателей диапазона частот 2-12 ГГц, представлены результаты экспериментальных исследований.
Ключевые слова: фазовращатель, активные фазированные антенные решетки, проектирование, СВЧ.
Многоразрядные фазовращатели являются базовыми функциональными блоками при построении приемопередающих модулей (ППМ) локаторов на основе активных фазированных антенных решеток (АФАР) и предназначены для управления фазой и амплитудой сигнала в апертуре решетки [1, 2].
Серийно выпускаемые в России полупроводниковые ППМ АФАР СВЧ-диапазона представляют собой гибридные модули на основе арсенида галлия (GaAs). Наряду с большими габаритными размерами эти модули имеют большие токи потребления и высокую удельную мощность на один ППМ, что в сочетании с низким выходом годных приводит к высокой стоимости АФАР.
Новым подходом к построению АФАР с более низкими стоимостными показателями и малой удельной мощностью является разработка всего ППМ на одном кристалле путем использования SiGe-БиКМОП-технологии. Исследования радиационной стойкости ИС, изготовленных по данной технологии, подтверждают высокую стойкость к дозовому и импульсному воздействию ионизирующего излучения [3].
Система параметров многоразрядных фазовращателей (ФВ), более подробно рассмотренная в работе [2], включает первичные и вторичные (точностные) параметры. Применяемые в настоящее время полупроводниковые ФВ можно условно разделить на две категории: широкополосные и узкополосные [4].
Широкополосные ФВ характеризуются постоянным временем задержки сигнала в широком диапазоне частот и строятся по принципу коммутируемых линий задержки, в
© В.В. Елесин, Г.Н. Назарова, Н.А. Усачев, Г.В. Чуков, Д.И. Сотсков, В.В. Репин, И.И. Мухин, 2012
качестве которых используются микрополосковые линии разной длины (рис.1,а) или пассивные ЬС-фильтры с постоянным значением времени задержки в рабочем диапазоне частот (рис. 1,6).
Рис.1. Схема ФВ на коммутируемых линиях (а) и на пассивных ЬС-фильтрах (б)
Узкополосные ФВ имеют постоянную разность фаз сигналов в рабочем диапазоне частот для соседних элементов АФАР и строятся на переключаемых фильтрах верхних и нижних частот (ФВЧ, ФНЧ), построенных на индуктивных и емкостных элементах [4] либо на основе принципа векторного сложения [5].
В диапазоне частот 2-12 ГГц ФВ на переключаемых ФНЧ и ФВЧ являются наиболее приемлемыми для монолитного исполнения при условии построении фильтров на сосредоточенных Ь- и С-элементах, а переключающих устройств - на биполярных или МОП-транзисторах. Подобный подход обеспечивает оптимальную площадь кристалла и малую разность вносимых потерь в разных фазовых состояниях [4]. К преимуществам ФВ на переключаемых ФНЧ и ФВЧ, изготовленных по БиКМОП-технологии, относятся средние значения верхней границы линейности входной амплитудной характеристики (далее - линейность) до +5 дБм и умеренная потребляемая мощность. К недостаткам можно отнести высокие вносимые потери до -20 дБ, большую площадь кристалла (10 мм ) и невысокую точность (таблица), обусловленную наблюдаемым для этого класса ФВ значительным отличием дискрета изменения фазы от номинального значения (так называемый «эффект клиньев» [2]).
Поиск способов уменьшения вносимых потерь, площади кристалла и улучшения фазовых и амплитудных точностных параметров заставляет обратиться к активным ФВ, построенным по принципу векторного сложения ортогональных сигналов [5, 6]. Векторные ФВ строятся на базе аналоговых схем, управляемых цифро-аналоговым преобразователем (ЦАП) [5, 6]. Суть принципа векторного сложения заключается в суммировании двух сдвинутых на 90° по фазе сигналов (I, Q), различные амплитудные весовые составляющие которых формируют различные значения фазы. При этом необходимо подбирать весовые коэффициенты сигналов таким образом, чтобы амплитуда выходного сигнала оставалась постоянной при изменении фазы (рис.2,а). Во временной области сигнал на выходе ФВ ¥(0 описывается выражением:
¥ (?) = I соз(ю?) + 2 8т(ю?).
Значения фазы ф и амплитуды Я выходного сигнала ФВ определяются формулами
Q 81П(Ю?)
Ф = АгС^
1)
Я = 181П(ю*)]2 ^ 81П(Ш?)]2 .
Упрощенная структурная схема векторного ФВ приведена на рис.2,б. Необходимые для реализации векторного метода квадратурные сигналы I и Q формируются из входного дифференциального сигнала с помощью широкополосного полифазного фильтра (ПФ) [5]. Далее дифференциальные сигналы I и Q преобразуются по амплитуде с соответствующими весовыми коэффициентами, а затем подаются на аналоговый векторный сумматор, обеспечивающий на выходе сигнал с требуемой амплитудой и фазой.
Значения параметров многоразрядных фазовращателей
Параметр ФВ на ФНЧ и ФВЧ [10] Векторный ФВ на аттенюаторах [6] Векторный ФВ на 4-квадрантном умножителе* Векторный ФВ на двух резистивных аттенюаторах* Векторный ФВ на двух емкостных аттенюаторах*** ФВ с преобразованием частоты*
Технология, норма 8Юе-БиКМОП, 0,18/0,13 мкм РЧ КМОП, 0,13 мкм 8Юе-БиМОП, 0,42/0,25 мкм 8Юе-БиКМОП, 0,42/0,25 мкм 8Юе-БиКМОП, 0,42/0,25 мкм 8Юе-БиКМОП, 0,42/0,25 мкм Гибридно -монолитная
Диапазон частот, ГГц 8,5-10,5 1-6 4-6 2-4 2-4 8-12 9,5-10,5
Количество состояний 32 1024 64 16 384 64 64 64
Вносимые потери Ку, дБ -17 7,8 3,8 -3,9 -3,0 -10,1 10,3
СКО фазовой ошибки, град. 3 2*** 1,2 0,7 _ 5 1,4
СКО амплитудой ошибки, дБ - - 0,3 0,14 _ 0,6 0,02
Коэффициент шума, дБ 18,2 - 27 14 12,5 12,8** 3,9
Линейность, дБм +4,4 - -14,0 -15,6 -0,5 +5 -9,6
КСВН по входу, ед. 1,6 - 1,6 1,2 1,9 3,5 1,5
Динамический диапазон (А^ =2 ГГц), дБ 64,2 - 37,0 48,4 65 70,2 64,5
Ток потребления, мА 108@2,3В 4,8@2,5В 20@5В 156@5В 213@5В 106@5В 414@5В
Размер кристалла, мм2 4,1x2,4 1,1x1,9 1,0x0,9 3,2x2,1 1,8x2,2 1,4x2,8 -
* Результаты настоящей работы.
** Приведены расчетные параметры.
***Максимальное значение фазовой ошибки.
Рис.2. Принцип сложения ортогональных векторов (а) и структурная схема
векторного ФВ (б)
Схема преобразования амплитуды квадратурных сигналов представляет собой усилитель/аттенюатор (АТ) с регулируемым усилением или ослаблением, разрядность которого определяет количество возможных значений амплитуды и фазы сигнала, а шаг усиления или ослабления - точность их задания.
Векторные ФВ на токовых умножителях. Одним из вариантов реализации преобразователя амплитуды может быть схема на основе 4-квадрантного умножителя (ячейки Гильберта) [5, 6], в котором изменение весовых коэффициентов основано на зависимости крутизны транзистора от тока эмиттера (рис.3,а). Задавая разные амплитуды тока в каждой из дифференциальных пар транзисторов, можно передавать входные сигналы на выход с разными амплитудой и фазой. Управляющие токи формируются блоком токового ЦАП, при этом суммарный ток через умножитель обычно поддерживается неизменным, чтобы обеспечить постоянство амплитуды выходного сигнала.
При всех преимуществах этого классического решения данная схема имеет ограничения по динамическому диапазону, который определяется линейностью входа умножителя. Дополнительные сложности связаны с реализацией малых фазовых сдвигов, требующей обеспечения значительного перепада в амплитудах между векторами I и Q, при котором транзисторы умножителя попадают в микрорежим.
Векторные ФВ на аттенюаторах. Расширение динамического диапазона векторного ФВ возможно при замене 4-квадрантного умножителя на АТ с регулируемым коэффициентом ослабления [7], что обеспечивает ослабление входного сигнала и обработку внутри ФВ сигналов малой амплитуды. Структура подобного ФВ может содержать либо два АТ, обеспечивающих поворот суммарного вектора в пределах одного квадранта, и схему переключения векторов между квадрантами, либо четыре АТ, которые формируют суммарный вектор в любом квадранте. Количество возможных состояний выходных сигналов для подобных ФВ весьма избыточно и определяется разрядностью АТ. Точное задание фазы и амплитуды на выходе обеспечивается выбором состояния, совпадающего с требуемым, в пределах заданной погрешности (черные точки на рис.3,б) На рисунке границы погрешности определены областью с изменением амплитуды в 2,5 дБ.
Схема с четырьмя регулируемыми векторами (аттенюаторами), показанная на рис.4,а, позволяет лучше выполнять функции совмещенного АТ и ФВ, поскольку при сложении векторов малой амплитуды уменьшается точность фазового сдвига, а использование дополнительных векторов позволяет получать вектор малой амплитуды за счет вычитания двух больших дифференциальных векторов. В качестве ослабляющего элемента в представленной схеме используется резистивная или емкостная цепочка. Резисторы или емкости подбираются таким образом, чтобы обеспечить равномерный шаг ослабления, определяющий точность задания фазы и амплитуды выходного сигнала [7].
а 6
Рис.4. Структурные схемы резистивного аттенюатора (а) и ФВ с преобразованием частоты (б)
После задания амплитуды векторов на АТ сигналы поступают на схему сумматора (см. рис.2,б), в которой происходит выбор рабочего квадранта и сложение векторов с формированием сигнала требуемой фазы и амплитуды.
В ходе апробации принципа векторного сложения для построения ИС многоразрядных ФВ с малыми вносимыми потерями и улучшенными точносными характеристиками были разработаны три варианта монолитных векторных ФВ, изготовленных по SiGe-БиКМОП-
технологии с нормами 0,42/0,25 мкм и отличающихся (в основном) схемой построения преобразователя амплитуды [7].
В первом варианте ИС ФВ использован 4-квадрантный умножитель, во втором - преобразователь на двух резистивных АТ, в третьем - на двух емкостных АТ. Значения первичных и точностных параметров указанных ФВ, полученные по расчетно-экспериментальной методике, описанной в работе [2], представлены в таблице.
ФВ с 4-квадрантным умножителем. Такой ФВ обеспечивает в диапазоне частот 4-6 ГГц усиление +3,8 дБ при средних значениях среднего квадратичного отклонения (СКО) фазовой (1,2°) и амплитудной (0,3 дБ) ошибки, имеет минимальную площадь кристалла (0,9 мм2) и значение потребляемой мощности 100 мВт. Недостатком ФВ является узкий ДД, ограниченный сверху линейностью (-14 дБ) и снизу коэффициентом шума (+27 дБ).
Второй вариант ИС векторного ФВ на двух резистивных АТ обеспечивает увеличение динамического диапазона на 12 дБ и заметное улучшение точностных параметров (0,7° и 0,14 дБ) в полосе частот 2-4 ГГц. Внешний вид кристалла ФВ, установленного в измерительную оснастку, показан на рис. 5,а. В состав ФВ входит активный трансформатор импеданса, ПФ, две схемы переключения квадрантов и два АТ со встроенными цифровыми декодерами. Схема переключения квадрантов обеспечивает два ортогональных вектора,
при этом реализована возможность подстройки амплитуды векторов на 0,5 дБ. Указанный ФВ имеет 16 384 состояния, управление осуществляется параллельным цифровым кодом, по пять управляющих выводов на АТ и дополнительные управляющие разряды для точной подстройки. На рис. 5,б представлена экспериментальная амплитудно-фазовая характеристика ФВ на частоте 3 ГГц, полученная для всех состояний по методике, изложенной в [2]. Избыточность состояний ФВ позволяет уменьшить фазовую и амплитудную ошибки на этапе экспериментальных исследований [8]. Черными точками отмечены оптимальные состояния ФВ, при которых вносимые потери не превышают 4 дБ.
Дальнейшее улучшение динамического диапазона (на 16 дБ по сравнению ФВ на двух резистивных АТ) получено для ИС ФВ на двух емкостных АТ (см. таблицу), в основном за счет увеличения линейности до 0 дБ. Однако подобное решение приводит к увеличению потребляемой мощности.
ФВ с преобразованием частоты. Следующим шагом в сторону развития монолитных ФВ является использование архитектуры супергетеродинного приемника с преобразованием частоты, структурная схема которого показана на рис.4,б. Вращение фазы осуществляется в цепи гетеродина на частоте, которая может быть достаточно низкой и фиксированной [9].
270
б
Рис.5. Внешний вид кристалла ИС векторного ФВ на двух резистивных АТ, установленного в измерительную оснастку (а), и экспериментальная амплитудно-фазовая характеристика ИС ФВ на частоте 3 ГГц в 16384 состояниях (б)
Проверка реализуемости архитектуры ФВ с преобразованием частоты проводилась в два этапа. На первом этапе по схеме на рис.4,6 разработан гибридно-монолитный прототип ФВ с использованием зарубежной элементной базы (MŒY-HMC564LC4, CM-HMC558LC38, УМ MGA-25203) и векторный ФВ на 4-квадрантном умножителе. Согласно экспериментальным исследованиям (см. таблицу) макет гибридно-монолитного ФВ обеспечивает в диапазоне частот 9,5-10,5 ГГц коэффициент усиления +10 дБ при средних значениях СКО фазовой (1,4°) и амплитудной (0,02 дБ) ошибки. С учетом результатов гибридно-монолитного прототипирования на втором этапе разработана монолитная ИС ФВ с преобразованием частоты, изготовленная по SiGe-БиКМОП-технологии. Результаты экспериментальных исследований, представленные в таблице, показывают, что монолитный ФВ Х-диапазона с преобразованием частоты имеет лучшее значение динамического диапазона (70 дБ) и линейность не менее +5 дБм. При этом указанные в таблице значительные величины СКО фазовой (5°) и амплитудной (0,6 дБ) ошибки в определенной степени обусловлены влиянием элементов измерительной оснастки.
Рассмотрев основные схемы построения многоразрядных ФВ для реализации по монолитной кремниевой SiGe-БиКМОП-технологии можно сделать следующие выводы.
Проходные пассивные ФВ на переключаемых фильтрах, построенные по классической для GaAs-технологии архитектуре, при изготовлении по кремниевой технологии [10] обеспечивают достаточно широкий динамический диапазон (более 64 дБ), но имеют в Х-диапазоне высокие вносимые потери (-17 дБ) и значительную величину фазовой ошибки (несколько градусов). Указанные недостатки могут быть в значительной степени устранены применением векторных ФВ, обеспечивающих усиление сигнала, наличие избыточности состояний выходного сигнала в которых (более 16 тысяч) позволяет задавать фазовый сдвиг с точностью, составляющей доли градуса. Значение динамического диапазона более 65 дБ для векторных ФВ обеспечивается использованием в качестве преобразователей амплитуды квадратурных сигналов регулируемых АТ. Расширение динамического диапазона до 70 дБ, диапазона рабочих частот при обеспечении требуемых точностных параметров возможно в ФВ с преобразованием частоты, в которых вращение фазы сигнала осуществляется в цепи гетеродина.
Дальнейшее развитие монолитных ФВ с преобразованием частоты связано с минимизацией влияния элементов корпуса на точностные параметры путем сборки кристаллов в LTCC-модуль АФАР и с увеличением количества состояний ФВ в цепи гетеродина.
Литература
1. Вендик О.Г., Парнес М.Д. Антенны с электронным движением луча (введение в теорию). -М., 2001. - 250 с.
2. Елесин В.В., Назарова Г.Н., Чуков Г.В. Маршрут исследований ИС многоразрядных фазовращателей и аттенюаторов для АФАР СВЧ-диапазона // Изв. вузов. Электроника. - 2011. - № 4 - С. 78-85.
3. Исследование влияния ионизирующих излучений на характеристики кремний-германиевых интегральных схем СВЧ диапазона / Елесин В.В, Чуков Г.В., Громов Д.В и др. // Микроэлектроника. -2010. - Т. 39, № 2 - С. 136-148.
4. Garver R. V. Broad-Band Diode Phase Shifters // IEEE Trans. - 1972. - Vol. MTT-20, № 5. - P. 314-323.
5. Zheng Y., Saavedra C.E. Full 360 vector-sum phase-shifter for microwave system applications // IEEE Transactions on Circuits and Systems I: Regular Papers. - 2010. - Vol. 57, № 4. - P. 752-758.
6. Wang H., Hajimiri A. A Wideband CMOS Linear Digital Phase Rotator // IEEE CICC. - 2007. - P. 671-674.
7. Ионов П.Л., Малышев И.В., Мухин И.И., Репин В.В. Методы построения МИС векторных фазовращателей // Электроника, микро- и наноэлектроника: сб. науч. тр. - М.: НИЯУ МИФИ, 2011. - C. 117-122.
8. Елесин В.В., Никифоров А.Ю., Телец В.А., Чуков Г.В. Комплекс методических, аппаратных и программных средств для автоматизированных исследований параметров полупроводниковых СВЧ ИС в условиях испытаний на радиационную стойкость // Спецтехника и связь. - 2011. - С. 28-32.
9. Hashemi H., Guan X., Komijani A., Hajimiri A. A 24-GHz SiGe phased-array receiver - LO phase-shifting approach // IEEE TMTT. - 2005. - Vol. 53, № 2. - P. 614-626.
10. Sources of phase error and design considerations for silicon-based monolithic high-low pass microwave phase shifters / M.A. Morton, J.P. Comeau, J.D. Cressler et al. // IEEE TMTT. - 2006. - Vol. 54, № 12. -P. 4032-4040.
Елесин Вадим Владимирович - кандидат технических наук, доцент, ведущий научный сотрудник ИЭПЭ НИЯУ МИФИ. Область научных интересов: СВЧ-электроника, проектирование, измерения, радиационные эффекты в элементах СВЧ-электроники, радиочастотная идентификация.
Назарова Галина Николаевна - младший научный сотрудник ИЭПЭ НИЯУ МИФИ. Область научных интересов: СВЧ-электроника, проектирование СВЧ ИС и антенн, расчетное моделирование радиационных эффектов в элементах СВЧ ИС. E-mail: gnnaz@spels.ru
Усачев Николай Александрович - аспирант кафедры электроники НИЯУ МИФИ. Область научных интересов: СВЧ-электроника, проектирование СВЧ ИС, радиочастотная идентификация.
Чуков Георгий Викторович - младший научный сотрудник ИЭПЭ НИЯУ МИФИ.
Область научных интересов: СВЧ-электроника, коаксиальные и зондовые СВЧ-измерения, экспериментальные исследования радиационных эффектов в элементах СВЧ ИС.
Сотсков Денис Иванович - студент НИЯУ МИФИ.
Репин Владимир Валериевич - кандидат технических наук, заместитель начальника отделения ФГУП «НИИМА «Прогресс» (г. Москва). Область научных интересов: СВЧ-электроника, монолитные микросхемы для радиосвязи и радиолокации.
Мухин Игорь Игоревич - аспирант кафедры интегральной электроники и микросистем МИЭТ. Область научных интересов: СВЧ-электроника, проектирование
К сведению авторов журнала «Известия вузов. Электроника»
С правилами оформления рукописей можно ознакомиться на нашем сайте: http: //www. miet. ru/str u cture/s/894/e/34721/191
Статья поступила 26 апреля 2012 г.
СВЧ ИС.
J
