CC BY
191
УДК 621.375.9
ПАРАМЕТРИЧЕСКИЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ЧАСТОТЫ ВВЕРХ КВЧ ДИАПАЗОНА ДЛИН ВОЛН
СУХОРУЧКО O.H., ФИСУНА.И., БЕЛОУС О.И.
Приводятся результаты экспериментального исследования повышающего преобразователя частоты коротковолновой части миллиметрового диапазона длин волн, выполненного на бескорпусном диоде с барьером Шотки. В качестве рабочего контура используется коаксиально-волноводный резонатор на узле крепления нелинейного элемента. Экспериментально определяются режимы удвоения и преобразования частоты вверх до 120 ГГц.
Введение
В современных устройствах систем связи широкое применение находят твердотельные приборы, что обусловлено жесткими требованиями к габаритным размерам функциональных узлов. Освоение миллиметрового диапазона волн требует создания твердотельных генераторов, усилителей, преобразователей частоты этого диапазона и т.д. Преобразователи частоты вверх являются вторичными источниками СВЧ колебаний и к ним предъявляются повышенные требования по уровню выходной мощности, коэффициенту преобразования, полосе рабочих частот, диапазону перестройки.
К настоящему времени накоплен некоторый экспериментальный материал по использованию в преобразователях частоты вверх нелинейных свойств полупроводниковых приборов типа диодов с барьером Шотки (ДБШ), варакторных диодов, а также лавинно-пролетных диодов, причем большая часть литературных источников посвящена изучению преобразователей частоты в сравнительно длинноволновом диапазоне.
Целью настоящей работы является исследование принципиальной возможности использования схем параметрических усилителей на встречных волно -водах [1-3] для преобразования частоты вверх коротковолновой части миллиметрового диапазона волн. В связи с этим в работе решены задачи повышения коэффициента преобразования в режиме удвоения частоты и расширения частотного диапазона работы преобразователя в режиме смесителя с верхней боковой полосой.
1. Общие свойства диодных повышающих преобразователей
В схеме диодного преобразователя частоты вверх присутствует генератор СВЧ мощности, который воздействует на запертый p-n переход емкостного диода с нелинейной зависимостью заряда от приложенного напряжения, вызывая периодическое изменение емкости перехода. В случае малого входного сигнала преобразователи характеризуют-
ся переменным во времени параметром — емкостью p-n перехода, благодаря чему они получили название параметрических.
При одновременном воздействии на нелинейный элемент входного сигнала и сигнала гетеродина на выходе преобразователя частоты возникают колебания с частотами вида mf + nfr,, где fc — частота входного сигнала, fr — частота гетеродина, m и n — целые числа. В повышающих преобразователях частоты осуществляется перенос частоты входного сигнала fc в более высокочастотный диапазон, при этом частота выходного сигнала fBm=fc;+fr (смеситель с верхней боковой полосой) или fijH^fc-fr (смеситель с нижней боковой полосой). Если информационный сигнал f более высокой частоты, чем fr, такие преобразователи называют смесителями сдвига [4]. Эффективность преобразователя целесообразно оценивать коэффициентом Кпр=Рвых/Рс, сравнивая выходную мощность преобразователя Рвых с мощностью сигнала Рс, подаваемой на преобразователь [5].
В повышающих преобразователях частоты обычно используются варакторы и ДБШ, имеющие нелинейную зависимость заряда на переходе от напряжения. Основное преимущество нелинейной реактивности перед нелинейным сопротивлением заключается в том, что в ней практически отсутствуют потери энергии. Анализ экспериментальных работ показывает, что в миллиметровом диапазоне волн варакторы и ДБШ обеспечивают Кпр=617д Б и при одинаковой выходной мощности требуют примерно на порядок меньшей входной мощности, чем преобразователи на пассивных элементах [4]. Поэтому применение активных нелинейных элемен -тов является достаточно перспективным.
2. Конструкция преобразователя и методика эксперимента
В миллиметровом диапазоне волн предпочтительны конструкции преобразователей частоты, аналогичные конструкциям усилителей того же диапазона [4]. Наиболее полно экспериментально исследованы конструкции преобразователей отражательного и проходного типов. В отражательных преобразователях для развязки гетеродинного и выходного высокочастотных трактов используется циркулятор. Преобразователь проходной конструкции не требует циркулятора, легче настраивается на максимум выходной мощности и может обеспечить более гладкую частотную характеристику и лучшее подавление нежелательных частотных компонент в выходном сигнале, чем преобразователь частоты отражательного типа.
На рис. 1 схематически показана конструкция повышающего преобразователя проходного типа. Входной сигнал через плавный переход поступает на сигнальный волновод 1, а преобразованный снимается с выходного волновода 3, являющегося запредельным для входного сигнала. Сигнальный волновод имеет ширину 3,6 мм, выходной — 2,4 мм. Высота обоих волноводов выбрана из условий согласования волнового сопротивления трактов и
РИ, 2005, № 1
29
нелинейного элемента и составляет 0,3мм. Бескорпусный параметрический ДБШ типа 3А412В сотовой конструкции 2 с контактной иглой 5 располагается в области соединения этих волноводов.
200-
н
$ ' s 150-
сх,
100-
50-
98
/ \
• •
/ \
Р„,
\
\
100 102 104 106 108
f, ГГц
Рабочий контур преобразователя реализован на коаксиальном резонаторе, образованном узлом крепления нелинейного элемента. Коаксиальный резонатор образован расточкой в корпусе преобразователя, диододержателем 4 (по которому подается смещение на диод), диэлектрическим стаканом 7 и прижимным винтом 8. Слюдяная прокладка 6 изолирует от корпуса диододержатель по постоянному току. Толщина слюды обеспечивает необхо -димый зазор между диододержателем и корпусом, на котором реализуется укорачивающая емкость коаксиального резонатора. Варьируя размеры элементов, можно получить различные добротности и резонансные частоты коаксиального резонатора. Кроме этого, узел крепления диода и контактной иглы обеспечивает короткое замыкание для СВЧ мощности в сигнальном волноводе и не вносит потери и паразитные реактивности. Также в узле отсутствуют элементы подстройки, вносящие неравномерность в АЧХ преобразователя.
Блок-схема измерений характеристик преобразователя частоты приведена на рис. 2. В качестве опорного сигнала используется генератор G1 типа Г4-141, работающий в диапазоне частот 42-53ГГц, к которому через направленный ответвитель и аттенюатор подается сигнал от генератора G2 типа Г4-142 в диапазоне частот 53-78ГГц. В качестве измерителя мощности используется мост термис-торный ЧлтипаЯ2М-69.
Рис. 2. Блок-схема измерений характеристик преобразователя
3. Экспериментальные результаты
Рис.3. Зависимость выходной мощности преобразователя от частоты в режиме удвоения входного сигнала
На рис.4 показана зависимость выходной мощности преобразованного сигнала при частоте гетеродина 42 ГГц. В высокочастотной области (выше 100 ГГц) мощность выходного сигнала составляет де-
сятки мкВт.
80-
ё \ 1
Щ 60- \ • 1 f= 42 ГГц
* Э ' і
о I d • \ V.N*
20- v\
J
N.
85 90 95 100 105 110 115 120
f +f,ГГц
с Г ^
Рис.4. Зависимость мощности выходного сигнала при частоте гетеродина 42ГГц
Заключение
Научная новизна представленной работы заключается в идее построения конструкции повышающего преобразователя частоты на встречных волноводах. Эту идею удалось реализовать в КВЧ диапазоне длин волн в конструкции двухконтурного параметрического усилителя.
Практическая значимость работы определяется высокими экспериментально полученными характеристиками предложенного устройства. В частности, высокий коэффициент преобразования и достигнутые уровни мощности выходного сигнала в области частот выше 100ГГц позволяют использовать предложенный преобразователь в маломощных устройствах этого диапазона волн.
На рис .3 показана экспериментальная характеристика зависимости выходной мощности P2f в режиме удвоения частоты. Видно, что при входной мощности 1 мВт выходная мощность преобразователя на частотах 98-108 ГГц имеет величину от 0,03 до 0,23 мВт. Потери преобразования в области высоких частот составляют 5-7 дБ.
Сравнение с аналогами показало явное преимущество использования рассмотренного конструктивного решения, поскольку преобразователям «проходного» типа без применения развязывающих устройств свойственен высокий КПД. Использование бескорпусного ДБШ сотовой конструкции с граничной частотой ~1200ГГц позволяет расши-
30
РИ, 2005, № 1
рить диапазон рабочих частот предложенного устройства вплоть до субмиллиметрового диапазона волн.
Литература: 1. Sukhoruchko O.N. Balanced parametric amplifier of the mm range // “International Journal of Infrared and Millimeter Waves”. 2001. Vol.22, №7. P.10471053. 2. Sukhoruchko O.N., Bulgakov B.M., Fisun A.I., and Belous O.I.. Parametric Amplification of Signals in the Short-Wave Part of MM Wave Band // Telecommunication and Radio Engineering’. 2002. Vol. 58, № 7-8. P.64-73. 3. Сухоручко O.H., Плаксий В.Т. Параметрический усилитель 5-мм диапазона // Вісник Харківського Національного Університету. Сер. Радіофізика та електроніка. 2002. № 2 (570). С. 94-96. 4. Полупроводниковые параметрические усилители и преобразователи СВЧ / Под ред. В.С. Эткина. // М.: Радио и связь, 1983. 333 с. 5. Дьяченко С.М., Зинченко С.А., КоцержинскийБ.А., ТараненкоВ.П. Использование нелинейных свойств ЛПД в устройствах миллиметрового диапазона / / Радиоэлектроника. 1983. Т. 26, № 10. С.4-18.
Поступила в редколлегию 25.12.2004
Рецензент: д-р физ.-мат. наук, проф. Булгаков Б.М.
УДК 621.396 '
МЕТОД ВВОДА КОНТРОЛЬНОГО СИГНАЛА В МОНОИМПУЛЬСНОМ ПЕЛЕНГАТОРЕ
ЗАЙЧЕНКО А.Н., СУМКИНГ.П.,
ВЕРЕЩАКА.П., ДАЛИЛИНА.Б.,
КОЛЕСНИКОВ Ю.А, ТОЛКАЧЕВ В.И.__________
Предлагается метод ввода контрольного сигнала для калибровки амплитудно-фазовых характеристик приемных и антенно-фидерных трактов моноимпульсной пеленгационной системы на базе параболической антенны с амплитудным суммарно-разностным моноимпульсным угловым дискриминатором.
1. Постановка проблемы в общем виде
Задача следящего пеленгования, т.е. задача обнаружения излучаемых сигналов, наведения антенн системы и сопровождения объекта в течение сеанса связи возникает в широком классе радиотехнических систем (радиоэлектронные и навигационные системы, системы траекторных измерений и др.).
Как показано в [ 1], наиболее широко в современных системах используются пеленгаторы с амплитудным суммарно-разностным моноимпульсным угловым дискриминатором, как менее требовательным к идентичности характеристик приемных каналов. В таких пеленгаторах сигналы с выхода антенны поступают в суммарно-разностный преобразователь, на выходе которого формируются суммарный и разностные (в обеих плоскостях) высокочастотные сигналы. Амплитуда разностного сигнала определяет значение угловой ошибки, а разность фаз между суммарным и разностным сигналами — знак угловой ошибки, т.е. направление отклонения источника излучения от равносигнального направления.
Сухоручко Олег Николаевич, канд. физ.-мат. наук, научн. сотр. ИРЭ НАН Украины. Научные интересы: физика приборов, элементов и систем, твердотельная электроника миллиметрового диапазона волн. Адрес: Украина, 61085, Харьков, ул. Ак. Проскуры, 12, тел. 744-83-08, e-mail: [email protected].
Фисун Анатолий Иванович, д-р физ.-мат. наук, ст. научн. сотр, ведущий научн. сотр. ИРЭ НАН Украины. Научные интересы: электродинамика открытых резонансных систем, квазиоптические твердотельные источники электромагнитных волн миллиметрового диапазона волн. Адрес: Украина, 61085, Харьков, ул. Ак. Проскуры, 12, тел. 744-83-08, e-mail: [email protected].
Белоус Олег Игоревич, канд. физ.-мат. наук, ст. научн. сотр. ИРЭ НАН Украины. Научные интересы: электродинамика открытых резонансных систем миллиметрового диапазона волн. Адрес: Украина, 61085, Харьков, ул. Ак.Проскуры, 12, тел. 744-83-08, e-mail: [email protected].
Существенное влияние на качество измерения угловых координат моноимпульсным методом оказывает неидентичность амплитудно-фазовых характеристик приемных и антенно-фидерных трактов системы. Этот вопрос рассмотрен в ряде работ, например [1,2]. Методы уменьшения ошибок пеленгования, обусловленных неидентичностью амплитудно-фазовых характеристик, достаточно полно и подробно описаны в [ 1]. Можно выделить два подхода к решению этой задачи. Конструкционный, охватывающий различные способы объединения приемных каналов в один, и эксплуатационнотехнологический, при котором амплитудно-фазовые характеристики приемных трактов выравниваются по контрольному сигналу с помощью предусмотренных для этого регулирующих элементов. Безусловно, все они имеют свои достоинства и недостатки. К сожалению, в ряде практически важных случаев известные решения либо не позволяют решить поставленную задачу, либо их использование имеет неприемлемые ограничения.
Цель исследования — разработка метода ввода контрольного сигнала для калибровки амплитуднофазовых характеристик приемных и антенно-фидерных трактов моноимпульсной пеленгационной системы.
2. Анализ известных решений
Вопросу калибровки и компенсации неидентичности амплитудно-фазовых характеристик приемных трактов уделяется большое внимание. Эта проблема рассматривается во многих работах, например в [14]. Можно выделить несколько подходов к ее решению.
Рассмотрим сначала возможные решения в рамках конструкционного подхода. В [1] предложено несколько возможных вариантов объединения приемных каналов. Объединение можно проводить как на высокой, так и на промежуточной частоте
РИ, 2005, № 1
31
