CC BY
44
ройств, формирующих импульсы апериодической формы / А. А. Петков // Электротехника и электроэнергетика. - 2005. - №1. - С. 65-69.
7. Кравченко В. И. Параметрический синтез высоковольтного импульсного испытательного устройства с емкостным накопителем энергии / В. И. Кравченко, А. А. Петков // Электротехника и электромеханика. - 2007. - №6. - С. 70-75.
8. Баранов М. И. Сравнение двух моделей для электротепловых расчетов цилиндрических проводников при воздействии на них больших импульсных токов / М. И. Баранов // Техническая электродинамика. - 1999. - №3. - С. 14-19.
9. Кривущенко В. В. Расчеты высоковольтного ис-
пытательного устройства для имитации токов, заданных интегралом действия / В. В. Кривущенко, А. А. Петков // Вестник НТУ «ХПИ». Техника и электрофизика высоких напряжений. - Харьков: НТУ «ХПИ». - №21. - 2008. - С. 116-123.
10. Краскевич В. Е. Численные методы в инженерных исследованиях / Краскевич В. Е., Зеленский К. Х., Гречко В. И. - К. : Вища шк., 1986. - 263 с.
11. Петков А. А. Выбор параметров разрядной цепи генератора импульсов тока при разряде на последовательную активно-индуктивную нагрузку / А. А. Петков // Электротехника. - 1990. - №10. -С. 35-36.
Поступила в редакцию 16.03.09 г.
Розглянуто питання формування випробувальних iмпульсiв струму, заданих амплтудно-часови-ми параметрами та нтегралом дП. Запропоновано метод вибору елементiв генератора при нечiткому визначеннi контрольованих параметрiв формованого iмпульсу струму.
The question of test current pulse formation, given by amplitude-time parameters and action integral is considered. The method of generator elements choice at indistinct definition of controllable parameters of formed current pulse is offered.
УДК 681.527.2
Е. М. Потапенко, Е. В. Душинова, В. И. Левыкина, Е. В. Васильева
Оценка сопротивления ротора с использованием инжекции при высокоточном векторном управлении асинхронным
приводом
В бездатчиковом управлении (управлении без измерения скорости и потокосцепления) сопротивление ротора асинхронного двигателя играет важнейшую роль для оценки скорости. Однако оценка сопротивления ротора возможна только при изменении модуля потокосцепления ротора. Для обеспечения изменения модуля потокосцепления в намагничивающую составляющую статорного тока инжектируют малую синусоидальную составляющую. Это, в свою очередь, вызывает колебания электромагнитного момента и скорости, ухудшающие точность управления. Для повышения точности при наличии инжекции синтезированы новые алгоритмы оценки сопротивления ротора и управления. Последние одновременно парируют влияние параметрических и экзогенных неопределенностей.
Введение
Известно (см., например, работы [1-5] и библиографию к ним), что сопротивления ротора и статора асинхронного двигателя (АД) в зависимости от их температуры могут меняться в полтора-два раза по сравнению с их номинальными значениями. При таких разбросах сопротивлений не может быть обеспечена не только высокая точность управления, а и, вообще, работоспособность привода. Для обеспечения работоспособности привода осуществляют идентификацию сопротивлений в реальном времени и полученные оценки используют в алгоритмах управления. Идентификации сопротивлений посвящено большое количество работ, что свидетельствует о сложности и нерешенности задачи. Наиболее сложно оценить сопротивление ротора. В работах [1-5] показано, что
для идентификации сопротивления ротора необходима переменность модуля вектора его потокосцепле-ния. Потокосцепление ротора формируется намагничивающей составляющей статорного тока. Поэтому для переменности модуля потокосцепления должна обеспечиваться переменность тока намагничивания. Эта переменность может возникнуть при резком приложении и снятии управляющего момента и (или) нагрузки, что обеспечивает эпизодическое и кратковременное изменение тока намагничивания и, соответственно, эпизодическую и кратковременную идентификацию сопротивления. Другим источником переменности модуля потокосцепления является широт-но-импульсная модуляция (ШИМ) преобразователя частоты, которая дает малый эффект. Этот метод требует высокоточных датчиков и быстрых аналого-цифровых преобразователей, для того чтобы обнаружить
© Е. М. Потапенко, Е. В. Душинова, В. И. Левыкина, Е. В. Васильева 2009 р.
высокочастотные пульсации (15-20 кГц) [3]. В работах [4, 5] предложено для обеспечения переменности модуля потокосцепления в намагничивающий ток инжектировать низкочастотный гармонический сигнал, который вызывает гармонические колебания модуля потокосцепления ротора с той же частотой. Это, в свою очередь, приводит к нежелательным колебаниям электромагнитного момента и скорости ротора, ухудшающие точность управления [3].
Целью данной статьи является разработка новых методов оценки сопротивления ротора и алгоритмов управления приводом, обеспечивающих компенсацию параметрических и внешних воздействий и устраняющих нежелательные эффекты инжекции.
Постановка задачи
Бездатчиковое управление предполагает управление без использования датчиков скорости и потокосцепления ротора. Для получения информации о скорости обычно используют зависимости
Ш = -
n
Lmhq D Lmhq
Г-= Rr~-, (1)
TrMd LrMd
где ю,ю0,ю^скорость ротора, синхронная скорость (скорость вращения вектора потокосцепления ротора в статорном базисе) и скорость скольжения, п -количество пар полюсов, Яг,Ьг - сопротивление и индуктивность роторной цепи, , уа - моментная составляющая вектора статорного тока и вектор потокосцепления ротора, записанные в синхронном базисе.
Как видно из выражений (1), точность оценки скорости ротора, а, следовательно, и устойчивость движения асинхронного электропривода (АЭП) в значительной степени зависят от точности знания сопротивления ротора Кг. С другой стороны, отсутствие информации о скорости ротора сильно осложняет оценку сопротивления ротора. В литературе рассматривались различные подходы для оценки сопротивления ротора без использования информации о скорости ротора. Сопротивление ротора определяется выражением [1-3, 5-7]
R =-
1 dt
dt i2 М
■T
h М
(2)
где у - вектор потокосцепления ротора, г - вектор тока ротора, определенный выражением
= L-1(M- Lmi).
(3)
Здесь Ьт - взаимная индуктивность ротора и статора, г - вектор тока статора. Как видно из равенства (2), для оценки сопротивления ротора без измерения скорости необходимо изменение модуля пото-косцепления ротора. Для обеспечения переменности модуля потокосцепления ротора и выяснения влияния этой переменности на электромагнитный момент двигателя рассмотрим уравнения движения ротора АД в синхронном базисе
1Ш = m + mt + mh + mf
m = n-
Lm L.
Мälq >
(4)
(5)
Тгу а + У а = Ьтга • (6)
В системе (4)-(6) приняты следующие обозначения: I - приведенный момент инерции ротора, ю - его скорость, т - электромагнитный момент двигателя, т( - момент нагрузки, - периодический момент, обусловленный инжекцией, т^— момент трения,
Уа =|у| - проекция вектора потокосцепления ротора на ось б синхронного базиса, 1ц - проекция вектора статорного тока на ось д синхронного базиса. Для обеспечения переменности уа в соответствии с выражением (6) в работах [6, 7] предложено намагничивающую составляющую статорного тока формировать в виде
ld = ld 0 + hda,
(7)
где 0 > 0, гаэ - постоянная и инжектируемая составляющие соответственно, причем 0 >> |/аа|. Инжектируемая составляющая намагничивающего тока задается выражением
da
= i sinK/1),
(8)
где г1 и юг - амплитуда и частота инжектируемого сигнала (в расчетах будет приниматься ¡г = 0,02 0, юг =(3 -^5) рад/с). При этом в потокосцеплении появляется переменная гармоническая составляющая, которая участвует в идентификации
У а = У а 0 + У ^ (9)
где уа0 = Ьт1а0, уаа - постоянная и переменная составляющие соответственно, причем уа0 >>|у4э|. Подстановка уа из (9) в (5) показывает, что электромагнитный момент будет содержать периодическую составляющую, ухудшающую точность управления и увеличивающую электропотребление. Это послужило основанием авторам работы [3] сделать заключение о нецелесообразности использования инжекции.
Формирование воздействий, обусловленных неопределенностью
Будет полагаться, что т( , , т^ неизвестны, а параметры системы неточно известны, причем
I = 10 +18, т = т0 + т5,
Lm = Lm0 + LmS , Lr = Lr0 + LrS .
(10)
Здесь 10, т0, Ьт0, Ьг0 - детерминированные части (номинальные значения), причем, для Ьт0, Ьг0 за
Ш =
2
Г
номинальные значения принимаются значения ин-дуктивностей на линейном участке кривой намагничивания, Js, т5, Ь^, Ьг5 - кусочно дифференцируемые неизвестные погрешности. В соответствии с (5), (6)
m - nL L l(L id - T\& d )i .
m r V m d r T d / q
(11)
Значительной проблемой, стоящей на пути оптимизации системы в динамических режимах, является большая постоянная времени Tr в (6) и (11). С целью ее компенсации, а также компенсации влияния неопределенностей, за номинальный электромагнитный момент примем
m0 = nLm0L-0idiq
(12)
где токи , I известны. В этом случае с учетом (11), (12) уравнению (4) можно придать вид
где
I0( - m0 + f + mt, (13)
f :- ml + mf + m5 - I5( + + fl(Lm5 , Lr5 T , Kd , id , iq ). (14)
Уравнение (13) представляет собой уравнение полностью детерминированного объекта с номинальными параметрами, подверженного действию суммарной неопределенности f и момента от инжекции mr
Оценка неизвестных моментов
В соответствии с [8-11] задача состоит в оценке моментов f, mi и их компенсации с помощью специальных слагаемых в законе управления. Из выражения (13) следует
f+m = Io(( - mo.
!0ш-т0. (15)
Поскольку правая часть в выражении (15) известна, то его можно использовать для вычисления неопределенностей / и т. Как было сказано выше, ин-жекционный момент представляет собой гармоническую функцию типа (8), которая описывается системой
щ :- x1, x1 =-(ix2, x2 =шгх1.
(16)
Быстродействие наблюдателя будем делать таким большим, что в его масштабе времени можно полагать
f :- X3 , X&3 - 0.
(17)
Динамическая система (16), (17) с измерением (15) будет полностью наблюдаемой, т. к. переменные х1, х2, х3 линейно независимы между собой. Запишем систему (15)-(17) с помощью обозначений
■ X1 " "0 0 "
X - X2 , A - ®г 0 0
_ X3 _ 0 0 0
C -[1 0 1] (18)
в векторно-матричном виде
x - Ax, y — Cx .
(19)
Наблюдатель для системы (19) имеет вид
X - AX + L(CX - y) (20)
или
X - AX + LC (X - x),
(21)
где Ь = [/ 12 13 ]г - матрица коэффициентов передачи наблюдателя. Уравнение ошибок наблюдателя ~ = х — х находится путем вычитания из уравнения (21) соответствующего уравнения в системе (19), в результате чего получим
х - Ax + LCx.
(22)
Характеристический определитель для уравнения (22) имеет вид
det[Ep -(A + LC)]- 0 или в раскрытом виде
(23)
det
(P- li) ( - li - (( + l2) P -12 0 (P -13)
-1
- 0.
(24)
Из уравнения (24) следует характеристическое уравнение
р3 — (/1 + /2)р2 + (шг + /2)шгр — /3ш2 = 0. (25)
Параметр юi, характеризующий инжекцию, известен. Для определения неизвестных коэффициентов 11,/2,13 уравнение (25) сопоставляется с каким-либо стандартным характеристическим уравнением
р3 + а1ю5р2 + а2ю2 р + = 0, (26)
в котором параметр задает быстродействие наблюдателя, а коэффициенты а1, а2 характеризуют вид переходной характеристики. Приравнивание в уравнениях (25) и (26) коэффициентов при одинаковых степенях р дает следующие значения коэффициентов передачи наблюдателя:
/1 = —/2 — а1шх, /2 = а2ю^ю—1 — юг., /3 = —ю^ю—2. (27)
Итак, матрица Ь в наблюдателе (20) известна. В соответствии с (15), (18), (19) можно записать
У = тг + /, (28)
с другой стороны,
у = 10ю — т0. (29)
Подстановка (29) в (20) дает
х = Ах + Ь(Сх — 10ю + т0). (30)
Для устранения необходимости иметь ускорение вводится обозначение
откуда
X + Т10ш := z,
X := z - Lh ш.
(31)
(32)
Подстановка (32) в (30) дает
& = (А + ЬС)(2 - Ь10ю) + Ьт0. (33)
Благодаря замене переменных (32) в уравнениях наблюдателя (32), (33) отсутствует ускорение. В соответствии с обозначениями (16), (17) оценка момен-
л, /V
тов ^ и ТПг осуществляется по зависимостям
m, := Xi, f = хъ.
(34)
щая в выражение (7), может назначаться постоянной, исходя из минимума потребляемой активной мощности двигателя при типичном моменте, действующем на ротор двигателя, или путем минимизации той же мощности совместно с моментной составляющей ста-торного тока [20] в реальном времени. В первом случае моментная составляющая статорного тока, полученная из выражения (12), определится выражением
iq = m0(nLl оL- fa (41)
где m0 определено выражениями (35), (38). Во втором случае [20]
\h\ = 4
Rs 0 + Rr 0
nLm
R,i
i = 41
q| 4 R.„ + R
nT
Г 0 V m0
(42)
Формирование робастного комбинированного управления с компенсацией момента, обусловленного инжекцией
л /V
Зная оценки ^ и , комбинированному закону управления придается вид
Ь = \ir,
iq = Vq Slgnmo.
(43)
mo = moo - f - mi,
(35)
где ^ + т■ - компенсирующая составляющая, а т»
- составляющая, которая формирует вид переходных процессов. Подстановка (35) в (13) дает уравнение
10Ш = m00 + (f - f) + (Щ - ).
(36)
При точной работе наблюдателя, что достигается
увеличением его быстродействия, lim f = f,
lim mi = mi при t . В этом случае уравнение (36) принимает вид
10Ш = m00. (37)
Пусть требуется отслеживать заданную (программную) траекторию Ш Пусть также
m00 =-^0(ш-ш р ) + 10Ш р.
(38)
р-
Подстановка (38) в (37) порождает уравнение
10(Ю -сор) + ^(ю-юр) = 0. (39)
При к» > 0 (10 всегда больше нуля) имеет место асимптотическая устойчивость нулевого решения уравнения (39), следовательно, при t ^ да ю^юр. Качество переходного процесса определяется параметрами 10 и к0. Решение уравнения (39) имеет вид
ю-юр = [ю(0)-юр(0)] ехр(-у/10). (40)
Составляющая намагничивающего тока 0, входя-
Следует обратить внимание на то, что в выражения (42) входят номинальные значения сопротивлений ^ Rr0.
Поскольку при комбинированном управлении неопределенность оценивается и компенсируется, синтезированные алгоритмы управления без перенастройки одинаково эффективно работают при различных видах нагрузки и помехи (постоянные, линейно, квадратично и т. д., зависящие от времени).
Оценка сопротивления ротора
Рассмотрим выражение (2). Оно не пригодно для вычисления сопротивления Rr в следующих случаях:
1) когда |у| = const ; 2) в режиме холостого хода
(i = 0 ); 3) в установившемся режиме, где векторы тока и потокосцепления взаимно перпендикулярны (ir ^у). Оценки сопротивления ротора с помощью методов, описанных в публикациях [1-3, 6, 7], при наличии инжекции содержат инжектированные составляющие. Синтезируем новый, более точный, метод идентификации сопротивления ротора, лишенный перечисленных выше недостатков. Для этого равенство (2) перепишем в виде
2iT у( Rro + RrA ) = - d H dt
(44)
где Ят,Ягд - известное номинальное значение сопротивления и отклонение от него истинного сопротивления, обусловленное неточностью его знания. Будем полагать что Яго, у и гг (с учетом выражения (3)) известны. Перенесем все известное в равенстве (44) в правую часть. Получим
T d , ,2 T
2iTyR^=--y - 2iTyRr0 . dt
Уравнение (45) представим в виде системы
2
y - 2iT .
d I P o-T D
У - 2lr kRr 0.
dt
(46)
(47)
Будем рассматривать уравнение (46) как измерение для динамического уравнения
Ra - 0,
(48)
(Предполагается, что сопротивление меняется очень медленно). Для системы (44), (46) составим наблюдатель
Ra- lr (2iT yRrA- y),
(49)
где /г - коэффициент передачи наблюдателя. Подставим в уравнение (49) выражение (46) и вычтем затем уравнение (48). В результате получится уравнение ошибки наблюдателя
Rr&- lr 2iT yRrA,
которое имеет следующее решение:
RrA (t) - XrA (0) exp(lr 2iTyt).
(50)
(51)
В (51) t - время. Для обеспечения асимптотической устойчивости примем
lr - lrsign(ir k), lr - const < 0. (52) В этом случае выражение (51) примет вид
Rr&(t) - RrA(0)exp(lr2iTy t).
(53)
Выражение (53) служит для выбора неизвестного коэффициента /г. Для получения оценок сопротивления с помощью наблюдателя подставим в уравнение (49) выражение(47). В результате получим
& — , ,? ЯГд = /г (21Тг + КгА) + - Н ). (54)
ш
Так как Я А изначально не известно, то в качестве
гД
начальных условий следует брать ЯгД (0) = 0. С целью устранения в наблюдателе дифференцирования вводится обозначение
откуда
q - ra- lr|vi ,
Ка - q + lr Ivl.
(55)
(56)
С помощью выражения (56) уравнение (54) переписывается в виде
q - lr2iTk(Rr0 + q + Irlk ),
(57)
В соответствии с (55) в качестве начальных усло-
вий следует брать ^(0) = —/г Н . Оценка сопротивления осуществляется по зависимости
Rr- Rr 0 + q + lr
(58)
Как видно из уравнения (57), при наличии инжекции оценка (58) будет содержать периодические погрешности с частотами, кратными (i с доминирующей погрешностью на частоте (i. Для устранения этой погрешности можно воспользоваться наблюдателями работы [19], один из которых аналогичен наблюдателю раздела «Оценка неизвестных моментов» данной статьи.
Компенсация влияния инжекции на точность оценки скорости ротора
Электромагнитный момент, сформированный по зависимостям (32)-(35), (38), не будет зависеть от инжекции только в том случае, когда скорость измеряется с помощью специального датчика. При без-датчиковом управлении, как видно, например, из выражений (1), скорость вычисляется с помощью переменных, содержащих составляющие, обусловленные инжекцией. Это вектор потокосцепления ротора, угловая скорость его вращения в статорном базисе (синхронная скорость), векторы статорного тока и напряжения, сопротивления статора и ротора [1-5, 11-18]. В работе [19] синтезированы наблюдатели, с помощью которых выделяются в реальном времени средние значения указанных переменных и параметров [4, 5]. Эти же наблюдатели позволяют оценить в реальном времени непосредственно истинную скорость ротора без промежуточной фильтрации исходных переменных. Таким образом, при наличии инжекции можно обеспечить независимость оценки скорости от инжекции, а, следовательно, и электромагнитного момента.
Выводы
1. Синтезирован наблюдатель, точно оценивающий в реальном времени сопротивление ротора при наличии инжекции малого гармонического сигнала в намагничивающей составляющей статорного тока асинхронного двигателя.
2. Синтезирован комбинированный наблюдатель, оценивающий возмущающий момент, действующий на ротор, обусловленный инжекцией, нагрузкой, нелинейным трением, неточностью знания приведенного момента инерции и индуктивностей.
3. Даны рекомендации для устранения ошибки, обусловленной инжекцией, при оценке скорости ротора.
4. Разработан регулятор, формирующий электромагнитный момент, состоящий из двух частей. Одна часть компенсирует влияние всех воздействий, перечисленных в п. 2 выводов. Вторая часть обеспечивает заданные показатели качества переходных процессов.
Перечень ссылок
1. Vas P. Parameter estimation, condition monitoring, and diagnosis of electrical machines / P. Vas // Clarendon Press. - Oxford: 1993. - 360 p.
2
2. Rajashekara K. Sensorless control of AC motor Drives. Speed and position sensorless operation. A selected reprint volume / K. Rajashekara, A. Kawamura, K. Matsue // IEEE, Inc. - New York. 1996. - 495 p.
3. Akatsu K. Sensorless very low-speed and zero-speed estimations with online rotor resistance estimation of induction motor without signal injection / K. Akatsu, A. Kawamura // IEEE Transactions on Industry. Applications. - 2000. - Vol. 36, N 3. - Pp. 764-771.
4. Потапенко, Е. М. Синтез инвариантных и адаптивных к изменению сопротивления статора алгоритмов векторного управления асинхронным двигателем / Е. М. Потапенко, Е. Е. Потапенко // Проблемы управления и информатики. - 2007. -№ 2. - С. 16-29.
5. Потапенко Е. М. Определение скорости и постоянной времени ротора асинхронного двигателя с помощью наблюдателей / Е. М. Потапенко, Е. Е. Потапенко // Проблемы управления и информатики. -2007. - № 1. - С. 37-47.
6. Kubota H. Speed sensorless field oriented control of induction motor with rotor resistance adaptation / H. Kubota, K. Matsuse // IEEE Transactions on Industry. Applications. - 1994. - v. 30, N 5. - Pp. 1219-1224.
7. Tungpimolrut K. A robust rotor time constant estimation method for vector control of induction motor under any operating conditions / Tungpimolrut K., Fang-Zheng Peng, Fukao T. // IECON'94. - v. 1. -Pp. 275-280.
8. Потапенко Е. М. Сравнительная оценка робаст-ных систем управления с различными типами наблюдателей / Е. М. Потапенко // Изв. РАН. Теория и системы управления. - 1995. - №1. - С. 109-117.
9. Потапенко Е. М. Робастные комбинированные системы управления с наблюдателями / Е. М. Потапенко // Проблемы управления и информатики. - 1995. - № 2. - С. 36-44.
10. Потапенко Е. М. Исследование робастности систем управления с наблюдателями / Е. М. Потапенко // Изв. РАН. Теория и системы управления. - 1996. - № 2. - С. 104-108.
11. Бичай В. Г. Об общности альтернативных робаст-ных систем управления / В. Г. Бичай., Е. М. Потапенко // Проблемы управления и информатики. -1998. - № 5. - С. 27-30.
12. Потапенко Е. Е. Оценка потокосцеплений асинхронных двигателей при наличии погрешностей измерений тока и напряжения / Е. Е. Потапенко, А. В. Соломаха, А. А. Куликов. // Радюелектрожка. 1нформатика. Управлшня. - 2003. - № 2. - С. 159161.
13. Holtz J. Drift- and parameter-compensated flux estimator for persistent zero-stator-frequency operation of sensorless-controlled induction motors / J. Holtz, J. Quan // IEEE Trans. on Industry Application.
- 2003. - Vol. 39, № 4. - Pp. 1052-1060.
14. Потапенко Е. М. Простая система векторного управления асинхронными двигателями с клемм-ными измерениями / Е. М. Потапенко, Е. Е. Потапенко, А. В. Соломаха // Вюник Нацюнального техшчного унверситету «Харквський пол^ехшч-ний шститут». - Харкв: НТУ «ХП1». - 2005. - № 45.
- С. 134-136.
15. Потапенко Е. М. Определение скорости ротора асинхронного двигателя с помощью адаптивного наблюдателя Луэнбергера / Е. М. Потапенко, Е. Е. Потапенко, А. В. Соломаха // Вюник Кремен-чуцького державного пол^ехшчного унверситету.
- 2005. - № 3. - С. 67-69.
16. Ritter C. M. An Alternative Sensorless Field Orientation Method / C. M. Ritter, J. L. Silvino. // IEEE Trans. on Energy Conversion. - 1999. - v. 14, N 4. -Pp. 1335-1340.
17. Speed Observer System for Advanced Sensorless Control of Induction Motor / H. Abu-Rub, J. Guzinski, Z. Krzeminski, H. A. Toliyat // IEEE Trans. on Energy Conversion. - 2003. - V. 18, N 2. - Pp. 219-224.
18. Hinkkanen M. Modified Integrator for voltage model flux estimation of induction motors / M. Hinkkanen, J. Luomi // IEEE Trans. on Industrial Electronics. -2003. - V. 50, N 4. - P. 818-820.
19. Потапенко Е. М. Калибровка датчиков однофазных сигналов с помощью динамических фильтров (наблюдателей). / Е. М. Потапенко, А. В. Соломаха, Е. Е. Потапенко // Радюелектрошка. 1нформа-тика. Управлшня. - 2004. - № 2.- С. 164-167.
20. Потапенко Е. Е. Синтез экстремального робастно-го управления асинхронным приводом / Е. Е. Потапенко, Е. М. Потапенко // Технчна електродинам-ка. Тематичний випуск. - 2000. - Ч. 6. - С. 34-37.
Поступила в редакцию 26.01.09 г.
У бездатчиковому KepyeaHHi (KepyeaHHi без euMipy швидкостi та потокозчеплення) onip ротора асинхронного двигуна виконуе важливу роль для оцнювання швuдкoстi. Але о^нка опору ротора можлива тльки при змiнi модуля потокозчеплення ротора. Для цього в намагнчювальну складову статорного струму iнжeктyють малу синусодальну складову. Це, в свою чергу, викликае коли-вання eлeктpoмaгнiтнoгo моменту та швuдкoстi, що пoгipшyють точнсть керування. Для тдви-щення тoчнoстi за рахунок компенсацИ' впливу нжекцИ, параметричних та екзогенних невизна-ченостей сuнтeзoвaнi нoвi алгоритми керування.
In sensorless control (control without measurement of speed and flux) the rotor resistance of induction motor is essential for speed estimation. However, the rotor resistance estimation is possible only when the rotor flux module is changed. To do this, in the magnetized component of stator current the small sinusoidal component is injected. This, in turn, causes oscillations of electromagnetic torque and velocity, that deteriorate accuracy. To improve the accuracy under injection the new algorithms of rotor resistance estimation were synthesized. The last ones simultaneously counteract the influence of the parametric and exogenous uncertainties.
