CC BY
126
РАДИОТЕХНИКА|^)
УДК621.396.96‘02
ОСОБЕННОСТИ ОБРАБОТКИ КВАЗИНЕПРЕРЫВНЫХ СИГНАЛОВ В РАДИОАКУСТИЧЕСКИХ СИСТЕМАХ
КАРТАШОВ В.М., БУРЫГИН А.Ю._______________
Разрабатывается структура импульсно-доплеровской радиоакустической станции и формулируются требования к основным ее элементам. Показывается, что радиопередающее устройство должно формировать зондирующие импульсы, представляющие собой «вырезки» из непрерывного синусоидального колебания. Обосновываются требования к системе обработки и извлечения информации из принимаемого сигнала.
Введение
Возможности систем радиоакустического зондирования атмосферы в значительной степени зависят от видов и параметров излучаемых акустических и электромагнитных сигналов. Наиболее распространены в радиоакустических системах (РАС) зондирования атмосферы импульсный звуковой сигнал и непрерывный монохроматический радиосигнал, либо импульсный радиосигнал большой длительности. Использование непрерывного радиоизлучения приводит к необходимости применения двух радиоантенн - передающей и приемной и порождает проблему их «развязки»: импульсный радиосигнал большой длительности не позволяет производить измерения на малых дальностях [1]. В последнее время возрастает интерес к использованию квазинепрерывного радиоизлучения - импульсного излучения с малой скважностью [2,3].
Оптимизация параметров такого сигнала позволяет, используя рассеяние акустического волнового пакета (АВП) по дальности и когерентный характер отражения, получать на входе антенны непрерывный радиосигнал [2]. Это обеспечивается путем формирования непрерывной рассеянной радиоволны, получаемой от звуковой посылки, при ее облучении импульсной последовательностью. В таком случае рассеянный сигнал независимо от положения АВП будет попадать на вход приемника, что приводит к отсутствию “ мертвых зон” по трассе зондирования [1,2], из которых цель не «видна», а рассеянный сигнал, соответственно, не поступает на вход приемника вследствие периодического блокирования последнего на время излучения.
Цель исследования - разработать структуру импульс-но- доплеровской радиоакустической станции и сформулировать требования к основным ее элементам на основе анализа особенностей рассеянного сигнала,
получаемого при использовании квазинепрерывных зондирующих электромагнитных колебаний.
Задачи исследования:
1. Получить математические соотношения, характеризующие свойства рассеянного сигнала при импульсном электромагнитном излучении с малой скважностью.
2. Определить особенности построения и основные характеристики антенной подсистемы, приемной и передающей подсистем, акустического тракта станции.
3. Проанализировать энергетические возможности радиоакустической станции в импульсно- доплеровском режиме работы..
1. Рассеяние импульсного сигнала с малой скважностью на АВП
При облучении АВП последовательностью радиоимпульсов с малой скважностью, имеющей дискретный спектр, каждая гармоническая составляющая спектра радиосигнала “выбирает” из непрерывного спектра АВП составляющую, которая соответствует условию X e = 2Х s (где X s и X e соответственно длины волн акустического и электромагнитного излучений), и рассеивается на ней. Сдвиг частоты, получаемый при рассеянии, составляет
Ґдп = fs + fn = ^(fe + T), (1)
где fs - частота звука; ^ - скорость звука; с -скорость распространения радиоволн; fe - несущая частота радиосигнала; т - период следования радиоимпульсов; п = 0;+1,... - номер составляющей спектра последовательности радиоимпульсов; fn - дополнительный (по отношению к fs ) доплеровский сдвиг частоты. Как следует из (1), при соответствии несущих частот условию Брэгга центральная (нулевая) составляющая спектра последовательности сдвигается на частоту звука, сдвиг всех других составляющих отличен от fs , как и центральной составляющей при невыполнении условия Брэгга.
Процесс рассеяния электромагнитных импульсов на звуковой посылке графически представлен на рисунке.
Графическое представление рассеяния радиоимпульса на АВП
4
BE, 2005, 1 4
Здесь огибающие акустического и радиоимпульсов имеют прямоугольную форму. Углы наклона линий, определяющих положение переднего и заднего фронтов импульсов, равны скоростям распространения акустической и электромагнитной волн в атмосфере. Для упрощения неоднородности, создаваемые звуковой волной, считаем на рисунке «замороженными», т.е. скорость их распространения полагаем равной нулю. Поскольку мы интересуемся здесь только энер -гетическими характеристиками рассеянного поля, то это предположение вполне допустимо.
Основные математические соотношения, характеризующие рисунок, следующие:
tg Ф
. , Ті =-------Т , Тf =т ,
Т + Т1 ’ 1 c f
l
l
s
= 2ti +t = -
2ls
— T To —t p + 2t
(2)
p
c
Здесь ls - пространственная протяженность звукового пакета; le - пространственная протяженность радиоимпульса; т, т8 - длительности электромагнитного и звукового импульсов; т f - длительность переднего и заднего фронтов рассеянного трапецеидального импульса; т p - протяженность плоской части трапеции.
Если le = 2ls, то огибающая рассеянного сигнала имеет треугольную форму. При таком соотношении протяженностей зондирующих импульсов акустический волновой пакет представляет собой согласованный оптимальный фильтр для излучаемого радиосигнала.
При выполнении условия т0 > T рассеянные импульсы накладываются друг на друга и образуется непрерывное колебание. Если период следования излучае-
мых радиоимпульсов составляет T
2тs c s і
—, то фрон-
c
ты импульсов перекрываются на середине своей длины и в результате этого образуется непрерывное колебание, не имеющее амплитудной модуляции.
2. Структура импульсно-доплеровской РАС
В реальных условиях при конечной длительности зондирующего радиосигнала, облучающего АВП на заданной высоте, ширина спектральных линий импульсной последовательности также будет конечной и составит по нулевому уровню (для спектра частот) Af = 2/MT [4], либо Л%5 = 1/MT по уровню 0,5, где M - количество излученных импульсов. Произведение MT представляет собой длительность времени измерения для заданной высоты.
доплеровской частоты. Соответствующая область тела неопределенности непрерывного радиосигнала также
имеет протяженность Afo,5 = 1/tизм , где t изм - продолжительность времени измерения. Следовательно, при одинаковых длительностях измерений и отношении сигнал-шум потенциальная точность измерения скорости объекта с использованием квазинепрерывного и непрерывного сигналов одинакова.
Использование квазинепрерывного радиосигнала позволяет полностью р азвязать передатчик и приемник. Наибольшая, при работе с непрерывным сигналом, составляющая спектральной плотности внешних помех No, обусловленная действием сигнала передатчика, при работе с квазинепрерывным сигналом не попадает на вход приемника, так как излучение и прием разделены во времени. Не попадают на вход приемника в течение времени бланкирования и помехи от других внешних источников, а также внутренние шумы приемника. Работа приемника в течение сравнительно короткого времени (всего 0,2 периода зондирования) [2] и его узкополосность позволяют утверждать, что такой режим функционирования является достаточно помехозащищенным.
Заметим, что достаточно необычная для радиолокации ситуация, когда “ больше времени излучаем, чем принимаем”, обусловлена особенностями анализируемого режима зондирования, а также используемого объекта рассеяния.
Уменьшение влияния сигнала передатчика и других внешних помех на работу приемника позволяет существенно повысить его реальную чувствительность. Если при использовании непрерывного сигнала развязка между антеннами, даже в случае применения специальных мер и устройств, не превышает 100 дБ [1], а достаточно часто на несколько десятков деци-белл меньше, то при использовании квазинепрерывного сигнала практически может быть реализована потенциальная чувствительность приемника. В дециметровом и метровом диапазонах не составляет технических трудностей получить чувствительность приемника (имеющего полосу пропускания единицы килогерц) порядка 10-16 Вт. Следовательно, при использовании типичных для радаров мощностей радиоизлучения порядка единиц ватт можно ожидать повышения реальной чувствительности приемника на 6 и более порядков.
Дополнительного существенного повышения энергетического потенциала радиоканала можно достигнуть путем увеличения средней излучаемой мощности, при этом вследствие малой скважности излучения, близкой к единице, больших пиковых мощностей удается избежать.
Параметр М0 5 соответствует протяженности области высокой корреляции фрагмента тела неопределенности зондирующего сигнала по координате f и определяет потенциально возможную точность измерений
Структура импульсно-доплеровской РАС незначительно отличается от структуры РАС с непрерывным радиоизлучением. В передающей части целесообразно использовать усилитель мощности СВЧ с большей выходной мощностью, который может быть выпол-
BE, 2005, 1 4
5
нен, например, на клистроне, и дополнительно - импульсный модулятор. Все остальные элементы формирования зондирующих и гетеродинирующих сигналов, образующихся путем умножения частоты общего высокостабильного задающего генератора, не изменяются. Отметим, что зондирующие радиоимпульсы в квазинепрерывной РАС обязательно должны представлять собой “вырезки” из непрерывного синусоидального колебания.
Не претерпевают никаких изменений элементы акустического тракта РАС и элементы, выполняющие функции настройки на условие Брэгга.
В приемной части при работе на две антенны добавляется бланкирующее устройство, запирающее приемник на время излучения радиоимпульсов; если используется одна антенна на передачу и прием, то в структуру РАС вводится антенный переключатель.
При использовании супергетеродинного приемника предварительное усиление (на высокой или промежуточной частотах) должно производиться в широкополосном усилителе с полосой пропускания порядка Af = 1 т, выполняющем функции квазисогласованного фильтра. Существуют, однако, некоторые особенности. Если время приема тпр < т, то полоса Af должна быть Af = 1/ тпр, если же скважность излучаемых радиоимпульсов q = Т/т > 2 , а ^ пр > т, то при выборе полосы пропускания фильтра необходимо учитывать рассеивание АВП по дальности (по времени).
Дополнительное временное стробирование отраженного сигнала при q < 2 , естественно, не требуется, если же q > 2, то дополнительное стробирование сигнала в пределах интервала т пр может быть использовано.
З атем на промежуточной или низкой частотах с помощью фильтра из спектра сигнала выделяется одна боковая полоса, соответствующая диапазону частот Af = 1/Т, либо, если 1Т >> fдmax , где fдmax- максимально возможное значение доплеровского сдвига частоты, ширину полосы пропускания необходимо сузить до Af = ^ max. Возможно использование полосового фильтра с полосой пропускания, соответствующей ожидаемым значениям доплеровского сдвига частоты.
Рассмотренные варианты аналогового узкополосного фильтра выполняют функции когерентного накопителя и последовательность импульсов на его выходе преобразуется в непрерывный процесс.
При использовании схемы приема с нулевой промежуточной частотой рассмотренные существенные операции над сигналом не претерпевают заметных изменений.
Отметим, что в приемниках обоих типов при переходе на нулевую промежуточную частоту влиянием верхней и нижней боковых полос на информативный
участок спектра сигнала можно пренебречь, учитывая характер и особенности анализируемого спектра.
В принципе при использовании квазинепрерывного сигнала приемник может быть построен по супергетеродинной или гомодинной схеме, но супергетеродинная схема более предпочтительна. Гомодинный приемник достаточно прост, менее чувствителен к паразитному сигналу передатчика, попадающему на его вход, но уровень его собственных шумов сравнительно высок, что не позволяет реализовать высокую чувствительность, необходимую для использования в высокопотенциальных РАС.
Последующая обработка сигнала и оценка его спектральных параметров может производиться с использованием аналоговых или цифровых методов, применяемых в настоящее время в системах зондирования атмосферы [1]. Когерентная обработка групп (пачек) импульсов, полученных от АВП с определенной высоты, может эффективно производиться с использованием фильтров когерентного накопления в виде фильтров БПФ [5], при этом предварительная узкополосная аналоговая фильтрация не обязательна.
Конечно, использованию квазинепрерывного сигнала сопутствуют “ свои” технические трудности: паразитные амплитудная (синусоидальная) и широтноимпульсная модуляция принимаемого сигнала, влияние гармоник частоты бланкирования [1].
Разр аботанный подход позволяет в значительной степени уменьшить модуляцию обоих видов радиосигнала, хотя возможно неполное подавление гармоник частоты повторения нулями спектра звукового импульса в силу конечности ширины подавляемых спектральных линий, отличия от нуля спектр альной плотности АВП в минимумах, что станет особенно заметным, если акустический импульс не будет прямоугольным (будет иметь пологие фронты).
Влияние гармоник частоты бланкирования обусловлено тем, что на практике бланкирование производят как на высокой, так и на промежуточной частотах, и если, например, период Т =220 нс, то частота бланкирования f бл =4,545 МГц и при промежуточной частоте
равной f пр =30 МГ ц, седьмая гармоника частоты повторения может попасть в полосу пропускания УПЧ.
Однако влияние рассмотренных процессов не является определяющим, и путем соответствующего выбора технических параметров системы их негативные про -явления могут быть сведены к практически не значащему уровню.
Выводы
Научная новизна полученных результатов. Впервые сформулированы требования к основным элементам структуры импульсно-доплеровской радиоакустической станции - радиопередающему устройству, системе обработки и извлечения информации из принимаемого сигнала, акустическому тракту. Требования
6
BE, 2005, 1 4
вытекают из анализа процесса рассеяния квазинепрерывного сигнала на звуковой посылке, впервые выполненного с помощью графических представлений.
Практическая значимость результатов. Использование на практике квазинепрерывного сигнала, имеющего по сравнению с непрерывным сигналом в идеальных условиях энергетический проигрыш порядка
0. 1 [2], позволяет существенно повысить энергетический потенциал системы, увеличить отношение сигнал-шум на входе приемника, а значит, повысить дальность зондирования и точность измерений метеопараметров. Можно ожидать, что вследствие значительного повышения энергетического потенциала станет возможным на практике прием не только зеркально отраженного сигнала, но и турбулентного фона рассеяния, создаваемого акустическим пакетом.
Литература: 1. Каллистратова М.А., Кон А.И. Радиоакустическое зондирование атмосферы. М.: Наука, 1985. 200 с. 2. Карташов В.М. Энергетические возможности систем радиоакустического зондирования атмосферы в импульсно-доплеровском режиме // Радиотехника. 2001.
УДК621.396:681.34
КОМБИНИРОВАННЫЙ БИСПЕКТРАЛЬНО-ФИЛЬТРОВОЙ МЕТОД ОЦЕНКИ ФОРМЫ СИГНАЛА С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ АДАПТИВНОГО ФИЛЬТРА НА ОСНОВЕ ДКП
ЗЕЛЕНСКИЙ А.А., ЛУКИН В.В., ТОЦКИЙ А.В., ФЕВРАЛЕВ Д.В.______________________________
Рассматривается применение комбинированного подхода к обработке сигналов, основанного на сглаживании комплексного биспектра адаптивным фильтром на основе дискретного косинусного преобразования (ДКП) с оценкой локальной дисперсии внутри каждого блока. Показываются преимущества данного подхода по сравнению с классической биспектральной обработкой сигналов.
1. Введение
В ряде практических задач возникает необходимость оценивания параметров сигнала в условиях малого входного отношения сигнал/шум (ОСШ) при ограниченной априорной информации о статистических параметрах помех. Эти задачи характерны для таких приложений, как радио- [1,2] и гидролокация [3], оптическая и радиоастрономия [4], цифровая обработка изображений [5], диагностические медицинские системы [6].
В частности, в радиолокации дальностный портрет подвергается воздействию шумов как канала распространения, так и самой радиолокационной аппаратуры. Кроме того, из-за случайного характера движения цели и временных задержек сигнала в канале распро-
№117. С.46-49. 3. Способ акустического зондирования атмосферы: Патент на изобретение №50860. Украина. МКИ G01W1/10 / В.М. Карташов, А.А. Васильченко, И.Б. Нагибин, А.И. Рыженко. №22000074398; Опубл. 15.11.2002, Бюл. №11. 4 с. ил. 4. Справочник по радиолокации: Пер. с англ. В 4-х т./ Под ред. М. Сколника. М.: Сов. радио, 1979. Т.3: Радиолокационные устройства и системы. 528 с. 5. Ширман Я.Д., Манжос В.Н. Теория и техника обработки радиолокационной информации на фоне помех. М.: Радио и связь, 1981. 416 с.
Поступила в редколлегию 20.10.2005
Рецензент: д-р техн. наук, проф. Прошкин Е.Г.
Карташов Владимир Михайлович, д-р техн. наук, доцент, профессор кафедры радиоэлектронных систем ХНУРЭ. Научные интересы: обработка сигналов, методы дистанционного зондирования атмосферы. Адрес: Украина, 61166, Харьков, пр. Ленина, 14, тел. 702-15-87.
Бурыгин Андрей Юрьевич, аспирант кафедры радиоэлектронных систем ХНУРЭ. Научные интересы: методы дистанционного зондирования атмосферы. Адрес: Украина, 61166, Харьков, пр. Ленина, 14, тел. 702-15-87.
странения, обусловленных флуктуациями среды, возникают случайные сдвиги наблюдаемого сигнала, что не позволяет когерентно накопить отклики.
В подобной ситуации достаточно эффективным решением представляется использование метода биспектрального анализа данных на этапе вторичной обработки принятых сигналов. Основным преимуществом данного метода является высокая помехоустойчивость, нечувствительность к случайным временным сдвигам сигнала и пространственным смещениям цели и приемной антенны, способность сохранения фазовой информации, благодаря которой возможно восстановление сигнала неизвестной формы, наблюдаемого в шуме.
Однако в определенных ситуациях ОСШ на выходе классической биспектральной системы восстановления [4] может оказаться недостаточным для надежного оценивания параметров сигнала. В таком случае в блок биспектральной обработки добавляют те или иные дополнительные процедуры [2, 7-13], благодаря которым удается дополнительно увеличить выходное ОСШ. Так, в работах [9, 11] было предложено проводить дополнительную фильтрацию оценки биспектра и показано, что фильтрация реальной и мнимой частей комплексного биспектра более эффективна по сравнению с фильтрацией амплитудного и фазового биспектров [9].
Дальнейшие исследования в данном направлении [1011] показали, что некоторые методы фильтрации реальной и мнимой компонент позволяют обеспечить существенное улучшение выходного ОСШ по сравнению с классическим биспектральным методом. К сожалению, в данных работах был рассмотрен частный случай с использованием только одного тестового сигнала, а для фильтрации применялись неадаптив-
ВЕ, 2005, 1 4
7
